UHF честотен синтезатор mm диапазон. Микровълнов лабораторен синтезатор. Схема, описание. Сателитни и клетъчни комуникации, безжични инфраструктури за данни: изисквания към компонентите

Създаването на съвременни комуникационни съоръжения е невъзможно без използването на висококачествени честотни синтезатори, които до голяма степен определят техническите параметри на радиосистемата. В статията се обсъжда високопроизводителни широколентови честотни синтезатори,и производството на фирмата Максим интегриран, които ви позволяват да генерирате референтен сигнал в диапазона от 0,25 ... 10 GHz. Ниската им цена и отличните характеристики на фазовия шум ги правят подходящи за широк спектър от приложения, от персонални радиосистеми до висококачествени инструменти.

Човечеството все по-активно използва радиочестотната част от спектъра на електромагнитните вълни, по-специално - диапазона на ултракъсите вълни с честота 0,30 ... 30 GHz. Този огромен обхват днес вече е доста гъсто изпълнен с разнообразни радиокомуникационни системи с канали за предаване на цифрови данни и е оплетен в мрежовата инфраструктура от локален и глобален мащаб. Появата на нови системи и стандарти за безжични комуникации, сателитни комуникации и навигационни системи са паралелни с напредъка в технологиите за производство на полупроводници и водят до бърз напредък в комуникационните възможности.

Сателитни и клетъчни комуникации, безжични инфраструктури за данни: изисквания към компонентите

Едно от основните предизвикателства при проектирането на всяко радиочестотно оборудване е да се осигури висока точност и стабилност на носещата честота, включително амплитуда и фаза. Този проблем днес се решава като правило с използването на специализирани честотни синтезатори. Често срещан вариант в този случай е синтезаторен чип с фазово блокиран контур (PLL), който използва външен кристален осцилатор на референтната честота заедно с вградени делители за еталонна и генерирана изходна честота, схема за сравнение във формата на честотно-фазов дискриминатор (детектор). Сигналът за несъответствие се генерира от отделно изходно стъпало (Charge Pump) и се подава през външен (контурен) филтър към управляван от напрежение осцилатор (VCO), който може да бъде вграден или външен.

Програмируемите коефициенти за режимите Integer-N и Fractional-N, както и изборът на подходяща референтна честота, осигуряват разширен диапазон от изходни честоти и ви позволяват да променяте такива параметри на процеса на синтез на честота като скоростта и стъпката на превключване на честотата , нивото на фазовия шум.

Fractional-N синтезаторите се появяват до голяма степен като решение на проблема с увеличаване на скоростта на превключване на честотата, намаляване на фазовия шум близо до носещата честота и намаляване на нивото на фалшиви компоненти в GSM и GPRS комуникационните системи.

Синтезатори MAX2870, MAX2871, MAX2880. Характеристики, предимства, препоръки за употреба

В моделната гама от полупроводникови компоненти на компанията Maxim Integrated днес има три микросхеми на свръхшироколентови честотни синтезатори с фазово блокиран контур (PLL). Всички те използват механизъм за синтез, базиран на самоосцилиращи PLL. Изходната честота се контролира от VCO и се стабилизира от нискочестотен референтен осцилатор.

Таблица 1. Интегрирани честотни синтезатори на Maxim с PLL

име	режим синтез	Захранващо напрежение, V	Честотен диапазон, MHz		Навън. мощност, dBm	диф. изходи	Ниво на шума, dBc / Hz	Нестабилност вж. квадрат	Случай / Води	Работна температура, °С
име	режим синтез	Захранващо напрежение, V	Мин.	Макс.	Навън. мощност, dBm	диф. изходи	Ниво на шума, dBc / Hz	Нестабилност вж. квадрат	Случай / Води	Работна температура, °С
MAX2870	Дробно / цяло число	3,0…3,6	23,5	6000	-4…5	2	-226,4	0,25	TQFN / 32	-40…85
MAX2871	Дробно / цяло число	3,0…3,6	23,5	6000	-4…5	2	-229	0,2	TQFN / 32	-40…85
MAX2880	Дробно / цяло число	2,8…3,6	250	12400	Не	Не	-229	0,14	TQFN / 20 TSSOP / 16	-40…85

Приложенията за интегрирани честотни синтезатори Maxim включват телекомуникационно оборудване, безжично комуникационно оборудване, измервателни системи, генератори на часовник в RF устройства и аналогово-цифрови преобразуватели.

Синтезатор MAX2870

Свръхшироколентовият, фазово заключен MAX2870 с интегриран VCO е способен както на целочислен, така и на дробен режим на синтез. Комбиниран с външен референтен генератор и външен филтър MAX2870позволява да се създават високоефективни вериги с нисък шум в диапазона от 23,5 MHz ... 6 GHz.

Генерирането на честота в разширения диапазон се осигурява от няколко интегрирани VCO и изходни делители със съотношения от 1 ... 28. Има два софтуерно независими диференциални изхода, които могат да осигурят изходна мощност от -4 ... 5 dBm. И двата изхода могат да бъдат деактивирани от софтуер или хардуер.

MAX2870 се управлява чрез 3-проводен сериен интерфейс. Микросхемата се предлага в миниатюрен 32-пинов QFN пакет. Той е в състояние да работи в температурен диапазон от -40 ... 85 ° C.

Функционална схема на MAX2870 е показана на Фигура 1. Основните елементи на устройството са блокът SPI AND REGISTERS, няколко брояча и делители, няколко VCO и мултиплексора. Четири изходни сигнала (RFOUTx_x) се приемат чрез превключватели от два диференциални усилвателя. Има блок CHARGE PUMP и вход TUNE за настройка на синтезираната честота.

За управление на MAX 2870 има пет 32-битови регистъра за запис на данни и един регистър за четене. Най-значимите 29 бита (MSB) са за данни, а най-значимите 3 бита (LSB) определят адреса на регистъра. Данните в регистрите се зареждат през серийния SPI интерфейс, първи се предават 29 бита MSB. Програмируемите регистри имат адреси 0x05, 0x04, 0x03, 0x02, 0x01 и 0x00.

Фигура 2 е времева диаграма на процеса на SPI запис. След включване, всички регистри трябва да бъдат програмирани два пъти с минимална пауза от 20 ms между записванията. Първият запис ви позволява да се уверите, че устройството е включено, а вторият стартира VCO.

MAX2870 може да премине в режим на хибернация, като зададе SHDN = 1 (регистр 2, бит 5) или като настрои CE извода на ниско ниво. След излизане от режима на хибернация са необходими поне 20 ms за зареждане на външните кондензатори преди програмирането на честотата на VCO.

Входната референтна честота преминава през входа RF_IN към инвертиращия буфер и след това през опционалния умножител x2 и мултиплексора към делителя R COUNTER, след това през опционалния делител и мултиплексора достига до фазовия детектор и изходния мултиплексор.

Когато множителят x2 е активиран (DBR = 1), максималната референтна честота е ограничена до 100 MHz. Когато умножителят е деактивиран, референтната входна честота е ограничена до 200 MHz. Минималната референтна честота е 10 MHz. Минималното съотношение на разделяне R е 1, а максималното е 1023.

Честотата на фазовия детектор се определя, както следва:

където fREF е честотата на входния референтен сигнал. DBR (регистр 2, бит 25) задава режима на удвояване на входната честота fREF. RDIV2 (регистр 2, бит 24) задава режима на разделяне на fREF на 2. R (регистр 2, битове 23:14) представлява стойността на 10-битов програмируем брояч (1 до 1023). Максималната стойност на fPFD е 50 MHz за режим Frac-N и 105 MHz за режим Int-N. R делителят може да бъде изчистен, когато RST (регистр 2, бит 3) е 1.

Честотата на VCO (fVCO), N, F и M стойностите могат да бъдат определени въз основа на желаната изходна честота на канал A (fRFOUTA), както следва. Делителят DIVA може да бъде зададен въз основа на стойностите на fRFOUTA от таблицата със стойности DIVA (регистр 4, битове 22 ... 20).

Ако FB = 1, (DIVA е изключена от PLL обратна връзка):

Ако FB = 0, (DIVA в PLL обратна връзка) и DIVA ≤ 16:

Ако FB = 0, (DIVA в PLL обратна връзка) и DIVA> 16:

Тук N е стойността на 16-битовия брояч N (16 ... 65535), програмиран чрез регистър 0, битове 30 ... 15. M - дробна стойност на модула (2 ... 4095), програмирана чрез битове 14 ... 3 на регистър 1. F - стойност на дробно деление, програмиран чрез битове 14 ... 3 на регистър 0.

В дробен режим (Frac-N) минималното N е 19, а максималното е 4091. Броячът N се нулира, когато RST е 1 (регистр 2, бит 3). DIVA - настройка на разделението на RF изхода (0 ... 7), програмирано чрез битове 22 ... 20 на регистър 4. Коефициентът на разделяне е зададен като 2DIVA.

Изходната честота на канал B (fRFOUTB) се определя, както следва:

Ако BDIV = 0 (регистр 4, бит 9),

Ако BDIV = 1,

Режими Int-N / Frac-N

Режимът на целочислено делене (Int-N) се избира чрез задаване на бит INT = 1 (регистр 0, бит 31). Когато работите в този режим, LDF битът (регистр 2, бит 8) също трябва да бъде настроен, за да активира функцията за определяне на времето (заключване на честотата) в режим Integer-N.

Режимът на дробно деление (Frac-N) се избира чрез задаване на бит INT = 0 (регистр 0, бит 31). Освен това задайте LDF бит = 0 (регистр 2, бит 8) за режим на синхронизиране на Frac-N.

Ако устройството остане в режим Frac-N с дробно деление на F = 0, може да възникне нежелан импулсен шум. За да се избегне това, автоматичното превключване към режим Integer-N може да бъде активирано, когато F = 0, като се зададе бит F01 = 1 (регистр 5, бит 24).

Фазов детектор и генериране на управляващо напрежение (зарядна помпа)

Токът на зареждане, генериран от зарядната помпа за външния кондензатор, се определя от стойността на резистора, свързан между щифта RSET и общия проводник, и стойността на бита CP (регистр 2, битове 12 ... 9), както следва:

За да подобрите стабилността в режим Frac-N, задайте бит за линейност на CPL = 1 (регистр 1, битове 30, 29). За режим Int-N задайте CPL = 0. За да намалите шума в режим Int-N, задайте бит CPOC = 1 (регистр 1, бит 31), за да предотвратите изтичане на ток в контурния филтър. За режим Frac-N задайте CPOC = 0.

Изходът CP_OUT може да бъде настроен на състояние с висок импеданс, когато TRI = 1 (регистр 2, бит 4). Когато TRI = 0, този изход е в нормално състояние. Поляритетът на сигнала на фазовия детектор може да бъде обърнат за активен филтър с инвертивен контур. За неинвертиращ филтър задайте PDP = 1 (регистр 2, бит 6). За инвертиращ филтър задайте PDP = 0.

MUX_OUT и LD (откриване на заключване) изходи

MUX_OUT е многофункционален тестов изход за наблюдение на различни вътрешни операции на MAX2870. MUX_OUT може също да бъде конфигуриран за сериен изход на данни. MUX битовете (регистр 2, битове 28 ... 26) ви позволяват да изберете вида на сигнала на MUX_OUT.

Сигналът за откриване на заключване може да се наблюдава чрез LD изхода чрез настройване на LD битове (регистр 5, битове 23 ... 22). За откриване на цифрово време, задайте LD = 01. Цифровото откриване на времето зависи от режима на синтез. В режим Frac-N задайте LDF = 0, а в режим Int-N задайте LDF = 1. Можете също да зададете точността на цифровото време според таблиците.

Аналоговото откриване на времето може да се използва с LD = 10. В този режим LD използва изход с отворен колектор, който изисква външен резистор за издърпване.

Точността на изхода за определяне на времето зависи от много фактори. Изходът може да е невалиден по време на процеса на автоматичен избор на VCO. В края на този процес изходът все още е ненадежден, докато не се установи напрежението за настройка. Времето за установяване на VTUNE зависи от честотната лента на филтъра на контура и може да бъде изчислено с помощта на софтуерния инструмент EE-Simulation.

Режим на бързо заключване

MAX2870 има режим Fast-Lock. В този режим CP = 0000 (регистр 2, битове 12 ... 9) и делител от два резистора със съотношение 1/3 номинални стойности е свързан към SW изхода. По-голям резистор е свързан между изхода и общия захранващ извод, а по-малък резистор е свързан между SW терминала и филтърния кондензатор. Когато CDM = 01 (регистр 3, битове 16 ... 15), бързото синхронизиране започва след завършване на процеса на автоматичен избор на VCO (VAS).

По време на ускорена синхронизация зарядният ток на зарядната помпа се увеличава до стойността, определена от CP = 1111, а съотношението между резисторите, които шунтират контурния филтър, става 1/4 поради високото импедансно състояние на SW изхода. Fast-Lock се деактивира в края на дефинирано от потребителя изчакване. Това изчакване е:

Тук M е регулируемият коефициент, а CDIV е настройката на делителя. Проектантът трябва да определи настройките на CDIV въз основа на времевата константа на филтъра за обратна връзка.

Изходи RFOUTA ± и RFOUTB ±

IC има два диференциални RF изхода с отворен колектор, които изискват външни 50 ома резистори да бъдат свързани към всеки от изходите.

Всеки изход може да бъде независимо активиран и деактивиран чрез задаване на битове RFA_EN (регистр 4, бит 5) и RFB_EN (регистр 4, бит 8). И двата изхода могат да бъдат наблюдавани и чрез извода RFOUT_EN.

Изходната мощност на всеки изход се конфигурира индивидуално чрез APWR (регистр 4, битове 4, 3) за RFOUTA и BPWR (регистр 4, битове 7 ... 6) за RFOUTB. Възможно е да се регулира мощността на диференциалния изход в диапазона от -4 ... 5 dBm, със стъпка от 3 dB при работа при натоварване от 50 Ohm. Възможна е и настройка в същия диапазон за едностранния изход със захранване през RF дросел. Необходими са различни зареждащи елементи за оптимално изходно ниво в целия честотен диапазон. Ако се използва небалансиран изход, неизползваният изход трябва да бъде свързан към подходящ товар (Таблица 2).

Таблица 2. Предназначение на терминалите MAX2870

Изход	име	Функция
1	CLK	Ред за синхронизация (вход)
2	ДАННИ	Серийни данни (вход)
3	LE
4	CE	Избор на чип - Ниска
5	ЮЗ	Бързо превключване. Свързва филтъра за обратна връзка в режим PLL
6	VCC_CP
7	CP_OUT	Изход на помпата за зареждане
8	GND_CP	Общо заключение за генератора на зарядната помпа
9	GND_PLL	Общ PLL изход
10	VCC_PLL	PLL захранване
11	GND_RF	Общ изход на RF вериги. Свързва се към заземяващата шина на основната платка
12	RFOUTA_P	Положителен RF изход A с отворен колектор. Свързва се към захранване чрез RF дросел или 50 ома товар
13	RFOUTA_N	Отрицателен RF изход с отворен колектор A. Свързва се към захранване чрез RF дросел или 50 ома товар
14	RFOUTB_P	Положителен RF изход с отворен колектор B. Свързва се към захранване чрез RF дросел или 50 ома товар
15	RFOUTB_N	Отрицателен RF изход с отворен колектор B. Свързва се към захранване чрез RF дросел или 50 ома товар
16	VCC_RF
17	VCC_VCO	VCO захранване
18	GND_VCO	Общо заключение на VCO. Свързва се към общата шина на основната платка
19	NOISE_FILT	Шумоотделящ щифт на VCO. Свързва се през 1 μF към заземяващата шина на основната платка
20	НАСТРОЙТЕ	VCO контролен вход. Свързва се към външен филтър
21	GND_TUNE	Общ изход на входа за управление на VCO. Свързва се към заземяващата шина на основната платка
22	RSET	Вход за зареждане на помпата за настройка на обхвата на тока
23	BIAS_FILT	Разединяване на шума на VCO. Свързан през 1 μF към общия щифт
24	РЕГ	Корекция на референтното напрежение. Свързан през 1 μF към общия щифт
25	LD	Изход в режим на синхронизация. Високо ниво в режим на синхронизация, ниско ниво - ако няма синхронизация.
26	RFOUT_EN	Включва RF изхода. RF изходите са забранени, когато са ниски
27	GND_DIG	Общ щифт за цифрови схеми. Свързва се към заземяващата шина на основната платка
28	VCC_DIG	Захранване за цифрови схеми
29	REF_IN	Вход за референтна честота
30	MUX_OUT	Изход на мултиплексор и сериен изход на данни
31	GND_SD
32	VCC_SD
–	EP	Зона на радиатора. Свързва се към общата захранваща шина на основната платка

VCO

Микросхемата съдържа четири отделни 16-лентови VCO модула, които осигуряват непрекъснато покритие на честотния диапазон от 3 ... 6 GHz. За да работи VCO, изходът на външния филтър за обратна връзка трябва да бъде свързан към входа TUNE, който контролира работата на VCO. Управляващото напрежение идва през филтъра от изхода CP_OUT (Фигура 3).

MAX2870 съдържа 3-битов ADC за отчитане на диапазона на настройка на напрежението на VCO. Стойностите на ADC могат да се четат от регистър 6, битове 22 ... 20.

Не забравяйте, че може да се появи сигнал за откриване на заключване, ако напрежението за настройка на VCO е извън подходящия диапазон.

Автоматичен VCO

Режимът на автоматичен избор на VCO (VAS) е активиран, когато е зададен бит VAS_SHDN = 0 (регистр 3, бит 25). Ако VAS_SHDN = 1, тогава VCO може да бъде настроен ръчно чрез битовете VCO (регистр 3, битове 31 ... 26). Битът RETUNE (регистр 3, бит 24) се използва за активиране/деактивиране на функцията за автоматичен избор на VCO. Ако RETUNE = 1 и ADC открие, че напрежението за настройка на VTUNE е между 000 и 111, функцията VAS инициира автоматична настройка. Ако RETUNE = 0, тази функция е деактивирана.

Честотата на синхронизиране fBS трябва да бъде 50 kHz. Задава се от BS битовете (регистър 4, 19 ... 12). Необходимата BS стойност се изчислява по формулата:

Където fPFD е честотата на фазовия детектор. Стойността на BS трябва да бъде закръглена до най-близкото цяло число. Ако изчислената стойност на BS е над 1023, тогава BS = 1023. Ако fPFD е под 50 kHz, тогава BS = 1. Времето, необходимо за правилен избор на VCO, е 10 / fBS.

Фазово регулиране

След като зададената честота е установена, фазата на RF изхода може да се променя дискретно на стъпки P / M × 360 °. Фазата не може да се определи абсолютно, но може да се промени спрямо текущата стойност.

За да промените фазата, направете следното:

задайте зададената честота на изхода;
задайте нарастването на фазата спрямо текущата стойност P = M × (смяна на фазата) / 360 °;
активирайте смяната на фазата, като зададете CDM = 10;
нулирайте CDM, като го зададете на 0.

Синтезатор MAX2871

Ултра широколентов MAX2871с PLL и интегриран VCO, той може да работи както в целочислен, така и в режим на синтез на дробна честота. В комбинация с външен референтен генератор и филтър за контур, MAX2871 намира приложение във високопроизводителни приложения с нисък шум, работещи в диапазона 0,235 ... 6 GHz. MAX2871 включва също четири интегрирани VCO и два диференциални изхода със софтуерен контрол на нивото на мощност от -4 ... 5 dBm. И двата изхода могат да бъдат деактивирани от софтуер или хардуер.

Микросхемата се предлага в миниатюрен 32-пинов QFN пакет. Той е напълно взаимозаменяем с MAX2870. MAX2871 работи в температурен диапазон от -40 ... 85 °C. Функционалната блокова диаграма на MAX2871 е същата като тази на MAX2870 (Фигура 1). Въпреки това, MAX2871 има разширена функционалност, която се различава намалено нивошум и включва вграден температурен сензор със 7-битов ADC с точност ± 3°C.

Настройка на напрежението на VCO

За разлика от 3-битовия ADC в MAX2870, MAX2871 използва 7-битов ADC за четене на VCO напрежението и може да бъде прочетен през регистър 6, битове 22 ... 16. За да цифровизирате напрежението, трябва да направите следното:

задайте битове CDIV (регистр 3, битове 14 ... 3) = fPFD / 100 kHz за избор на тактова честота за ADC;
задайте ADCM битовете (регистр 5, битове 5 ... 3) = 100, за да позволите на ADC да чете напрежението на извода TUNE;
задайте ADCS (регистр 5, бит 6) = 1, за да стартирате процеса на преобразуване на ADC;
изчакайте 100 μs, докато процесът завърши;
прочетете стойността на регистър 6. Стойността на ADC се намира в битове 22 ... 16;
изчисти битовете ADCM = 0 и ADCS = 0.

Напрежението на извода TUNE може да се изчисли, както следва:

Автоматичен VCO

Допълнителни опции са налични за MAX2871 по време на избора на VCO за използване. Битът VAS_TEMP (регистр 3, бит 24) може да се използва за избор на оптималния VCO според температурата на околната среда, за да се осигури стабилност на синхронизацията в диапазона -40 ... 85 ° C. По време на избора на VCO, битовете RFA_EN (регистр 4, бит 5) и RFB_EN (регистр 4, бит 8) трябва да бъдат зададени на 0, а битове 30, 29 от регистър 5 трябва да бъдат зададени на 11. Настройката VAS_TEMP = 1 ще увеличи времето необходимо за задаване на референтната честота с приблизително 10 / fBS до 100 ms.

температурен сензор

За изчисляване на температурата на кристала MAX2871 има вграден температурен сензор със 7-битов ADC, чието състояние се чете през регистър 6. В този случай трябва да направите почти същата последователност от стъпки, както когато регулиране на напрежението на VCO. Изключението е втората точка:

задайте ADCM битовете (регистр 5, битове 5 ... 3) = 001, за да позволите на ADC да чете температурата.

Приблизителна температура може да се получи, както следва:

Тази формула е най-точна, когато VCO е активиран и при пълна мощност при RFOUTA.

Изходи RFOUTA ± и RFOUTB ±

Където CDIV (регистър 3, битове 14 ... 3) е 12-битовата стойност на делителя, M (регистр 1, битове 14 ... 3) е променливият фактор за фракционния преобразувател N, а fPFD е честотата на фазовия детектор .

Нарушаване на PLL проследяването

За да се осигури стабилност на синхронизирането на зададената честота, в допълнение към метода Fast-Lock, MAX2871 има намаляване на приплъзването на цикъла, което е разрешено чрез задаване на CSM бит (регистр 3, бит 18) на 1. Този режим осигурява минималната стойност на контролния ток на изпомпване на заряда на изхода на CP блока.

В сравнение с MAX2870, MAX2871 също има подобрени възможности за регулиране на фазата на сигнала на изходната честота.

Синтезатор MAX2880

Последният модел в линията синтезатори Maxim Integrated е MAX2880с PLL система, която използва външен VCO и е в състояние да работи в още по-широк честотен диапазон. Заедно с външен референтен осцилатор, VCO и филтър, MAX2880 генерира нискошумни RF честоти на изхода в диапазона от 0,25 ... 12,4 GHz. MAX2880 използва вграден температурен сензор. Предлага се в две версии: 20-изводен TQFN пакет и 16-изводен TSSOP пакет, които могат да работят в разширен работен температурен диапазон от -40 ... 85 ° C.

Блокова диаграма на MAX2880 е показана на Фигура 4. Принципът на работа и редица компоненти са подобни на тези, използвани в MAX2870 и MAX2871. MAX2880 включва високопрецизен фазов детектор с нисък шум (PFD) и прецизен контурен филтърен кондензатор, зарядна помпа, 10-битов програмируем референтен делител, 16-битов целочислен N делител и 12-битов дробен преобразувател с променливо съотношение.

3-проводен контролен интерфейс с пет регистъра за запис и един за четене е подобен на разглеждания по-рано, който има канал за разделяне на референтната честота от REF входа. Но в същото време MAX2880 няма вграден VCO блок, но се използва външен VCO, управляван от CP изхода. Можете да поставите MAX2880 в режим на ниска мощност, като зададете SHDN = 1 (регистр 3, бит 5) или, както при други MAX синтезатори, ниско на CE щифта.

Честотата на фазовия детектор MAX2880 се определя по следната формула:

Тук fREF е входната референтна честота. DBR (регистр 2, бит 20) задава режима на удвояване на входната честота fREF. RDIV2 (регистър 2, бит 21) задава режима на разделяне на fREF на 2. R (регистр 2, битове 19 ... 15) е стойността на 5-битовия програмируем референтен делител (1 ... 31). Максималният fPFD е 105 MHz за Fractional-N и 140 MHz за Integer-N. Делителят R се изчиства, когато RST (регистър 3, бит 3) = 1.

Честотата на външния VCO се определя по формулата:

Където N е стойността на 16-битовия делител N (16 ... 65535), програмиран чрез битове 30 ... 27 (MSB) на регистър 1 и битове 26 ... 15 на регистър 0 (LSB). M - дробна стойност на коефициента (2 ... 4095), програмирана чрез битове 14 ... 3 на регистър 2. F - стойност на дробно деление, програмирана чрез битове 14 ... 3 на регистър 0. В режим на дробно-N, минималната стойност на N е 19, а максималната е 4091 N делителят се изчиства, когато RST = 1 (регистр 3, бит 3). PRE - Входен контролен прескалер, където 0 означава деление на 1, а 1 означава деление на 2 (регистър 1, бит 25). Ако входната честота е по-висока от 6,2 GHz, тогава PRE = 1.

RF входове

Диференциалните RF входове (Таблица 3) са свързани към входни буфери с висок импеданс, които управляват демултиплексора, за да избере един от двата честотни диапазона 0,25 ... 6,2 GHz или 6,2 ... 12,4 GHz. За да работи в горния диапазон, се използва прескалер от 2, избран чрез задаване на бит PRE = 1. Когато работите в едноканална версия, неизползваният RF вход се свързва към общия изход чрез 100 pF кондензатор.

Възможен вариант на превключващата верига MAX2880 е показан на фигура 5.

Таблица 3. Присвояване на MAX2880 изводи

Изход	име	Функция
1	GND_CP	Общо заключение за генератора на зарядната помпа. Свързва се към общата шина на основната платка
2	GND_SD	Общо заключение за сигма-делта модулатора. Свързва се към общата шина на основната платка
3	GND_PLL	Общо заключение на PLL. Свързва се към общата шина на основната платка
4	RFINP	RF положителен вход за прескалер. Ако не се използва, той се свързва чрез кондензатор към общия извод
5	RFINN	Отрицателен RF вход за прескалер. Свързва се към изхода на VCO чрез кондензатор
6	VCC_PPL	PLL захранване
7	VCC_REF	Захранване на REF канал
8	РЕФ	Вход за референтна честота
9,1	GND	Свързва се към общата клема на захранването на платката
11	CE	Избор на чип. Ниско логическо ниво на този щифт изключва захранването на устройството.
12	CLK	Сериен вход за синхронизация
13	ДАННИ	Сериен вход на данни
14	LE	Вход за активиране на зареждане
15	MUX	Мултиплексиран вход/изход на данни
16	VCC_RF	Захранване за RF изход и делители
17	VCC_SD	Захранване за сигма-делта модулатор
18	VCP	Захранване на помпата
19	RSET	Вход за зареждане на помпата
20	CP	Изход на помпата за зареждане. Свързва се към външен филтърен вход
–	EP	Зона на радиатора. Свързва се към шината на общия захранващ проводник на основната платка

Инструменти за разработка: Демо платки и софтуер

Интегрираните хардуерни и софтуерни инструменти на Maxim могат значително да опростят процеса на разработка и да съкратят времето за внедряване на нови решения.

MAX2870 / MAX2871 Платки за комплект за оценка

Демо дъски MAX2870 / MAX2871(Фигура 6) опростява тестването и оценката на синтезаторите MAX2870 и MAX2871. Всяка платка е оборудвана със стандартни SMA конектори за източници на входен сигнал, 50 ома термини, сигнални или спектрални анализатори. Има USB конектор за свързване към компютър с предварително инсталиран специален софтуер.

Последователността на действията при работа с табла за оценка е следната.

изтегляне на софтуер от www.maximintegrated.com/evkitsoftware;
разопаковайте и инсталирайте този софтуер (Фигура 7);
след стартиране на файла MAX287x.exe, изберете типа на микросхемата (MAX2870 или MAX2871) и натиснете бутона „Продължи“. На екрана ще се появи работещ графичен интерфейс;
проверете връзката на USB кабела със зеления правоъгълник в долния десен ъгъл на работния екран;
уверете се, че честотата на TCXO (U2) на платката съвпада с REF.FREQ на софтуера. Ако не, въведете необходимата стойност в MHz (50 по подразбиране) и натиснете “Enter”;
натиснете бутоните „По подразбиране“ и след това „Изпращане на всички“, разположени в горната част на работния екран;
въведете необходимата стойност на изходната честота в MHz в прозореца RF_OUTA или RF_OUTB и натиснете “Enter”;
уверете се, че индикаторът PLL Lock в долния ляв ъгъл е зелен.

Използвайте анализатор на сигнали, за да оцените производителността на MAX2870 или MAX2871. По подразбиране е външна еталонна честота от 50 MHz. Въпреки това, можете да използвате други стойности, след като съответно промените стойностите в програмируемите регистри.

Ниво на изходния сигнал

Те използват 3dB атенюатори за балансиране на натоварването на неизползваните изходи. Така измерената мощност на изходите на платката за оценка (SMA конектори) става с 3 dB под реалното ниво. За да измерите истинското изходно ниво, премахнете атенюаторите и свържете всички активни, неизползвани изходи към 50 ома.

Експорт/импорт на настройките на регистъра

За да експортирате настройките на регистъра от MAX2870 / MAX2871, следвайте тези стъпки:

изберете с мишката надписа „Reg → Clip“ в долния ляв ъгъл на работния екран, след което стойностите на регистрите ще бъдат записани в клипборда;
поставете съдържанието на клипборда във всеки тестов редактор.
За да импортирате настройки за регистрите MAX2870 / MAX2871, следвайте тези стъпки:
копирайте настройките на регистъра (разделени със запетая) от текстов редактор в клипборда;
изберете с мишката надписа “Clip → Reg” в долния ляв ъгъл на работния екран;
щракнете върху бутона „Изпращане на всички“ в горния десен ъгъл на началния екран.

Платка за комплект за оценка MAX2880

Платката за оценка на MAX2880 включва директен широколентов PLL честотен синтезатор, както и външен 5840 ... 6040 MHz VCO, 50 MHz температурно компенсиран кристален осцилатор (TCXO), пасивен филтър за обратна връзка и регулатори с ниски отпадания.

Софтуерът работи на компютри с Windows, започвайки от версия на XP.

В допълнение, комплектът за оценка MAX2880 изисква интерфейсна платка Maxim INTF-3000 към USB, 20-жилен лентов кабел за комуникация между интерфейса и платките за оценка. За да свържете платката за оценка към компютър, е необходим кабел USB тип A към тип B. Платката за оценка също изисква външно захранване 6V / 150mA.

Схемата на свързване е показана на фигура 8, а самите платки са показани на фигура 9.

Софтуерът за работа се изтегля от www.maximintegrated.com. Инсталацията и работата са същите, както е описано за комплекта за оценка MAX2870 / MAX2871. Работният екран на програмата е показан на фигура 10.

Заключение

Честотните синтезатори MAX2870, MAX2871 и MAX2880 на Maxim Integrated предлагат разширена RF честотна лента и могат да се използват във висококачествени микровълнови източници в голямо разнообразие от телекомуникационни, навигационни и инструментални приложения.

Демо таблата и специализираният софтуер, предлагани от компанията, могат да ускорят процеса на разработка, персонализиране и внедряване на мостри от нова технология.

литература

https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2870.pdf.
https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2871.pdf.
https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2880.pdf.
https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2870EVKIT.pdf.
https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2880EVKIT.pdf.

и - нискошумни диференциални операционни усилватели

MAX44205и MAX44206производство на фирмата Максим интегриранНискошумните напълно диференциални операционни усилватели са проектирани да работят с прецизни високоскоростни 16/18/20 битови A/D преобразуватели, като напр.
Уникална комбинация от характеристики, широк диапазон от захранващи напрежения (2,7 ... 13,2 V), ниска консумация на енергия и широка честотна лента позволяват използването им във високопроизводителни системи за събиране на данни с ниска мощност.
И двата усилвателя, чрез щифта VCOM, ви позволяват да управлявате изходното напрежение в общ режим, което в някои случаи значително опростява схемата на измервателния канал и нормализира DC компонента на изходния сигнал в съответствие с изискванията на ADC.
MAX44205 разполага с опция за ограничаване на изходното напрежение, която ограничава изходното напрежение в рамките на пълната скала на ADC, когато захранващото напрежение на усилвателя е по-високо от максималното входно напрежение на преобразувателя.
В режим на ниска мощност усилвателите черпят само 6,8 μA ток, което увеличава живота на батерията в самостоятелни измервателни системи или намалява общата консумация на електроенергия на системата между измерванията.
Усилвателите се предлагат в миниатюрни, но лесни за запояване 12-pin µMAX® и 10-pin TDFN пакети. Работен температурен диапазон -40 ... 125 ° C.
За оценка на параметрите на усилвателите е разработена демо платка. MAX44205EVKIT #... Също така MAX44205 се използва като ADC драйвер на демонстрационната платка. MAX11905DIFEVKIT #.
Препоръчителни приложения за усилватели:

активни филтри;
високоскоростни системи за управление на процесите;
Медицинско оборудване;
преобразуване на синфазни сигнали в диференциални;
диференциална обработка на сигнала.

Бабковски А.П., Селезнев Н.Е. Ю. Е. Седакова GSP-486, Н. Новгород - 603950, Русия тел.: 8312-666202, вътр. 295, e-mail: [защитен с имейл]

Резюме - Представени са резултатите от работата по проектирането на прост С-обхватен микровълнов синтезатор на базата на едночипов чип за автоматично регулиране на честотата.

Въведение

Увеличаването на работните честоти до милиметровия диапазон на дължината на вълната в радарни устройства с малък обсег с доплерова обработка на отразени сигнали изисква значително повишаване на стабилността на излъчените трептения.

Използването на схеми за обработка на сигнали, базирани на измерване на доплеровото изместване при междинни честоти в дециметровия честотен диапазон, за да се увеличи максимално ефективността на устройството, изисква използването на кохерентни генератори по пътя на предавателя и приемника.

Понастоящем най-оптималният начин за получаване на кохерентни сигнали за такива системи с милиметрови вълни е да се използват честотни синтезатори в сантиметровия честотен диапазон и след това да се размножават и усилват.

По правило такива синтезатори се изграждат според многоконтурни вериги, използващи миксери, делители и честотни умножители.

Въпреки това, в последните годинигорната работна честота на едночиповите синтезатори с фазово заключен контур (PLL) се е повишила до средата на C-лента.

В момента Skyworks и Analog Devices са лидери в производството на едночипови PLL синтезатори за този честотен диапазон.

На руския пазар на електронни компоненти продуктите на Skyworks Inc. представлявано от дружеството: LLC "Radiocomp", Москва.

От 1993 г., след подписване на пряко лицензионно споразумение с Analog Devices, ZAO Argussoft Company, Москва, редовно обновява и предлага на разработчиците пълен набор от компоненти и устройства за отстраняване на грешки.

Компанията "MEI Electronic Components", Москва, предоставя на разработчиците подробни материали за използването на PLL микросхеми синтезатори от различни производители.

Повишаването на горната работна честота на PLL синтезаторите до честотите на C-лента направи възможно създаването на синтезатори с един цикъл, доста прости по структура.

В редица случаи такъв подход при изграждането на задаващ осцилатор (МО) и локални осцилатори е по-изгоден от гледна точка на технически, масово-размерни и икономически показатели.

Основните параметри на някои микросхеми на синтезатор PLL, работещи в C-лента, са показани в таблица 1.

Раздел. 1. Сравнителна характеристика на микросхемите на PLL синтезатора.

Таблица 1. Сравнителни характеристики на ИС на PLL синтезатори

II. Главна част

Функционална диаграма на ZG и локален осцилатор от този тип на базата на едноконтурен честотен синтезатор е показана на фигура 1.

Фиг. 1. Блокова схема на синтезатора.

Фиг. 1 Блокова схема на синтезатора

където Реф. Ген. - прецизен референтен кристален осцилатор с нисък шум GK62-TS, pS - микроконтролер, PLL IC - синтезаторна микросхема, LPF - нискочестотен филтър, Scaling amplifier - мащабиращ операционен усилвател, Dielectric Resonator VCO - Осцилатор с управление на напрежението (VCO) на базата на dielectric резонатор, изолатор - микровълнов вентил, насочен съединител - насочен съединител.

Като се вземе предвид собствения ни опит в разработването на микровълнови синтезатори и резултатите от изследването на различни микросхеми на PLL синтезатори, за разработването на MO и локалния осцилатор беше избрана микросхемата CX72302 с дробно променливо съотношение на разделяне на Skyworks Inc. ...

Основни характеристики на микросхемата СХ72302:

■ максимална изходна честота на основния канал - 6,1 GHz;

■ спомагателен - 1000 MHz;

■ ограничаване на работния ICPD - 25 MHz;

■ гарантирано време за превключване на честотата не повече от 100 µs;

■ ниво на собствен шум -128 dB / Hz;

■ честотна стъпка по-малка от 400 Hz.

Използването на СХ72302 позволява достатъчно

висока работна честота на импулсен честотно-фазов детектор (PFD) F = 16,384 MHz за получаване на стъпка на настройка на честотата от 250 Hz поради висока степен на детайлност (262144). Увеличаването на работната честота на ICPD води до намаляване на коефициента на умножение на честотата на PLL контура и подобряване на шумовите параметри на сигнала.

За да се намали нивото на шума в изходния сигнал, се използва генератор с висококачествен диелектричен резонатор (DR). Линейната честотна настройка в такъв генератор се извършва с помощта на варикап ZA627A-6, слабо свързан с DR. Използването на транзистор 2T963A-2 дава възможност за получаване на изходна мощност на генератора от порядъка на 50 mW.

Микровълновият сигнал от изхода на VCO се подава през гейт и насочен разклонител към изхода на честотния синтезатор (изходната мощност е + 15dBm - около 30 mW). Част от мощността от насочен разклонител (25 dB кросоувър затихване) се отклонява към входа на PLL.

Параметрите на нискочестотния филтър в обратната връзка на PLL са изчислени по метода на National Semiconductor Company. В програмата Math-CAD2000 беше симулирана работата на PLL контура и беше проверена неговата стабилност в работния честотен диапазон.

При изходните честоти на синтезатора в средата на C-лента коефициентът на умножение на честотата на PLL контура достига 380 (работната честота на фазовия детектор е 16 MHz). Спектрална плътност на фазовия шум на еталонния кристален осцилатор GK-62TS-

0 е минус (145 - 155) dB / Hz. Спектралната плътност на фазовия шум на PLL микросхемата е 128 dB / Hz. Следователно, спектралната плътност на фазовия шум на генерирания сигнал се определя от микросхемата и е

UV = -128+ 20 log 380 = -77 dB / Hz.

Изходната честота на синтезатора се контролира от микроконтролер Atmel AT90S8515-8PI. За ускоряване на преходния процес превключването на честотите се извършва при максималния ток на фазовия детектор. След улавяне на дадена честота, токът на фазовия детектор намалява до номиналното ниво, което води до намаляване на нивото на дискретния компонент с честотата за сравнение на фазовия детектор в спектъра на изходния сигнал на синтезатора. След превключване на синтезатора микроконтролерът преминава в режим на "спящ" режим с изключен кристален осцилатор, за да намали шума от цифровата част на веригата.

Конструктивно синтезаторът е направен под формата на набор от отделни единици, свързани помежду си с твърди коаксиални кабели. За микросхемата PLL и придружаващата я лента е използвана печатна платка, изработена от фибростъкло FR-4 с дебелина 0,8 мм. Въпреки относително високата работна честота, използването на субстрат от евтин материал е напълно оправдано.

III. Експериментирайте

Извършени са експериментални изследвания на шумовите параметри на честотния синтезатор с уреда за определяне на спектралната плътност на фазовия шум НР3048А.

Спектралната плътност на фазовия шум на разглеждания прост едноконтурен честотен синтезатор при големи отмествания от носителя е:

10 kHz -92 dB / Hz;

100 kHz -117 dB / Hz.

Поради слабата връзка на варикапа с диелектричния резонатор беше възможно да се получат доста добри параметри на шума на синтезатора, но неговата лента за настройка не надвишава 50 MHz, когато управляващото напрежение на варикапа се промени от 1 на 25 V.

За да разширите работния честотен диапазон на синтезатора, можете да използвате управляван генератор, базиран на YIG. Но това ще изисква промяна на веригата за управление на честотата.

IV. Заключение

Използването на едночипова микросхема с коефициент на дробно деление в обратната връзка на PLL позволява проектирането на компактни честотни синтезатори по схема с един контур с изходни честоти до горната работна честота на микросхемата PLL с честота стъпка на настройка в такава едноконтурна система с по-малко от 400 Hz и приемливо ниво на спектрална плътност на фазовия шум ...

V. Литература

HF и SHF радиокомпоненти на чужди производители. Ценова листа. Брой 5.М. 2004г.

www.argussoft.ru

"MEI Electronic Components" Лято'2004.

RF / микровълнови компоненти, електромеханика, захранващи устройства. Електронен каталог 2004г

Babkovsky A.P. Опит в проектирането на PLL синтезатори на базата на микросхеми от QUALCOMM и Mini-Circuits за единица еталонни сигнали на нивомер на милиметрови вълни. - В книгата. „8-ма международна Кримска конференция „Микровълнова техника и комуникационни технологии“. Сборник на конференцията ”[Севастопол, 14-17 септ. 1998]. Севастопол: Вебер, 1998, т. 2, с. 667-668.

Бабковски А. П., Селезнев Н. Е. Хибридни PLL / DDS честотни синтезатори. - В книгата. „11-та международна Кримска конференция „Микровълнова техника и комуникационни технологии“. Материали от конференцията ”[Севастопол, 10-14 септ. 2001]. Севастопол: Вебер, 2001, с. 112-114.

А. П. Бабковски, Н. Е. Селезнев Бърз октавен микровълнов синтезатор с малка стъпка за настройка на честотата. - В книгата. „13-та международна Кримска конференция „Микровълнова техника и комуникационни технологии“. Материали от конференцията ”[Севастопол, 8-12 септ. 2003]. Севастопол: Вебер, 2003, с. 136-138.

www.skyworksinc.com

СИНТЕЗАТОР С ЕДИН КРИМЪК ЗА C-BAND С УЛТРА ФИНА ЧЕСТОТА СТЪПКА

Бабковски А., Селезнев Н.

Федерално държавно унитарно предприятие Изследователски институт за измервателни системи на името на Ю. Йе Седаков GSP-486, Нижни Новгород - 603950, Русия e-mail: [защитен с имейл]

Резюме - В тази статия са разгледани резултати от дизайна на прост честотен синтезатор в C-лента на базата на PLL с един контур.

Повишаването на работните честоти на доплеров радар с малък обсег до MM-лента изисква голямо подобрение на стабилността на предавания сигнал.

Принципът на обработка на сигнала се основава на доплеровото измерване на честотата на отразените сигнали при междинна честота (в UHF диапазон). По този начин възбудителят на веригата на предавателя и локалния осцилатор на приемника (LO) трябва да са кохерентни.

Понастоящем най-предпочитаният подход при генериране на кохерентни сигнали е използването на честотни синтезатори в C-лента заедно с умножители и усилватели.

Често тези синтезатори се проектират с помощта на многоконтурни схеми във връзка с честотни смесители, делители и умножители.

През последните години горната работна честота на PLL IC беше увеличена до C-band. Сега водещите производители на PLL ИС за тази честотна лента са Skyworks и Analog Devices. Увеличаването на работната честота на IC позволява да се проектират прости едноконтурни честотни синтезатори в C-лента.

В някои случаи този подход може да е по-предпочитан.

Блоковата схема на възбудителя на предавателя на базата на едноконтурна PLL е показана на фиг.1. Като се вземат предвид нашите умения в дизайна на синтезатора, Skyworks CX72302 Fractional-N PLL IC беше избран за дизайна на възбудителя и LO. За повече подробности посетете уебсайта www.skyworksinc.com.

Използвайки CX72302, можем да получим честотна стъпка от 250Hz само със стойност на честотата за сравнение на фазов детектор 16.384MHz поради високата степен на фракционност, 2 18. Високата честота на фазовия детектор води до намаляване на стойността на главния делител N и подобряване на параметрите на шума.

Висококачествен диелектричен резонаторен осцилатор (DRO) се използва за получаване на по-добри шумови характеристики от PLL честотната лента. Линейното честотно преместване се извършва с помощта на варикап със слабо свързване с DR. Изходната мощност на генератора на DRO е 50 mW.

Сигналът преминава през изолатора и насочен разклонител към изхода на синтезатора (изходна мощност е + 15dBm - приблизително 30 mW). Част от мощността от свързания порт на насочения разклонител се насочва към входа на PLL IC.

Компонентите на контурния филтър са изчислени по методите, предложени от National Semiconductor. Анализът на стабилността на цикъла беше оценен в MathCAD 2000.

Съотношението на разделяне на главния контур се увеличава до 380 (честота на фазовия детектор 16 MHz) при честоти около 6 GHz. Спектралната плътност на фазовия шум на PLL IC е -128 dB / Hz. По този начин спектралната плътност на фазовия шум в честотната лента на PLL се определя от шума на PLL IC, въпреки че фазовият шум на еталонния генератор е (-145 ... -155 dB / Hz) и е равен на -77 dB / Hz.

Контролът на изходната честота на синтезатора се осъществява от микроконтролер Atmel AT90S8515-8PI. За да се сведе до минимум времето за превключване на честотата, токът на зарядната помпа се увеличава до максималната си стойност. След блокиране токът на зарядната помпа се превключва на номинална стойност и микроконтролерът се превключва в режим на заспиване заедно с изключване на тактовия генератор. Това позволява да се потисне шумът в изходния спектър на цифровата схема.

Параметрите на шума на изходния сигнал на синтезатора бяха измерени от тестов комплект HP3048A.

Нивото на фазовия шум на тествания едноконтурен PLL синтезатор в рамките на измествания от носителя е:

Изместване на честотата Фазов шум

10 kHz -92 dB / Hz

100 kHz -117 dB / Hz

Слабата връзка между варикапа и диелектричния резонатор в настроения генератор осигурява доста добри параметри на шума, но синтезираната честотна лента е твърде тясна (приблизително 50 MHz в диапазона на настройка на варикап от 1 до 25 волта).

Възможно е да се използва YIG настроен осцилатор за разширяване на синтезираната честотна лента. Но в този случай веригата за настройка на честотата трябва да се промени.

Fractional-N PLL с един чип позволява да се конструират малки по размер едноконтурни честотни синтезатори за честоти до максималната работна честота на PLL IC с честотна стъпка по-малка от 400 Hz и приемливо ниво на фазов шум.

Притежатели на патент RU 2580068:

Изобретението се отнася до радиотехниката и може да се използва в предавателни и приемни устройства от микровълновия честотен диапазон. Техническият резултат е да се увеличи стабилната работа при настройка на честотата на входния микровълнов сигнал. Микровълновият честотен синтезатор съдържа микровълнов генератор с контролирано напрежение (VCO), насочен разклонител, микровълнов миксер, източник на входен микровълнов сигнал, първи честотен делител с променлив коефициент на разделяне, детектор на честота-фаза, втори честотен делител с променлив коефициент на разделение, източник на еталонен сигнал, филтър за ниски честоти, фазов компаратор, изчакващ мултивибратор, два диода и операционен усилвател. 4 болен.

Изобретението се отнася до радиотехниката, а именно до широкообхватни микровълнови честотни синтезатори с предварителна, начална настройка на честотата на микровълновия генератор с контролирано напрежение (VCO), включен в широкообхватния фазово блокиран контур (PLL) на микровълновата печка честотен синтезатор и може да се използва в приемо-предавателни устройства от микровълновия честотен диапазон ...

Известни системи за синтез на активна честота, при които филтрирането на трептенията на синтезираните честоти се извършва с помощта на активен филтър под формата на фазово блокиран контур. В този случай честотата на сигнала се преобразува, например, чрез разделяне в нискочестотния диапазон, където се сравнява с честотата на еталонния генератор и напрежението на самонастройката на микровълновия генератор с управление на напрежението (VCO ) се генерира. Системите за активен синтез осигуряват по-високо отхвърляне на фалшиви спектрални компоненти и фазов шум на носещата. Въпреки това, в тази схема, поради високото съотношение на честотно разделяне на VCO, е невъзможно да се постигне ниско ниво на шум на изходния сигнал на синтезатора.

Известен е микровълнов честотен синтезатор, който реализира принципа на активен синтез с PLL контур, който е избран като прототип на настоящото изобретение. Микровълновият честотен синтезатор съдържа микровълнов VCO, чийто изход е свързан чрез насочен разклонител към изхода на микровълновия честотен синтезатор и към първия вход на микровълновия миксер, вторият вход на който е свързан към изхода на източника на входния микровълнов сигнал с честота f на входа на микровълновата, изходът на микровълновия миксер е свързан към входа на първия честотен делител (DF) с променлив коефициент на деление n, чийто изход е свързан към първия вход на честотно-фазовия детектор (PFD), вторият вход на честотно-фазовия детектор е свързан към изхода на втория честотен делител с променлив коефициент на разделяне m, чийто вход е свързан към източника на еталонния сигнал на честота f OP, а изходът на честотно-фазовия детектор през нискочестотен филтър (LPF) е свързан към входа на микровълновия VCO. В този случай насоченият разклонител, смесителят, първият честотен делител, PFD и LPF образуват PLL контур.

Известният микровълнов честотен синтезатор дава възможност за постигане на ниско ниво на фазов шум на изходния сигнал на микровълновия честотен синтезатор с честота f MF чрез намаляване на съотношението на разделяне на първия честотен делител, когато се използва като входен микровълнов сигнал с честота f вход на микровълнов сигнал с ниско ниво на фазов шум. В допълнение, намаляването на съотношението на разделяне на първия честотен делител ви позволява да увеличите усилването на PLL контура. Тъй като в такава схема честотата на входния микровълнов сигнал f в микровълновата се избира от условието f в микровълнова> f среден диапазон, за да се поддържа постоянна стойност на усилването на PLL контура на микровълновия честотен синтезатор, е необходимо да се компенсира промяната в коефициента на разделяне на първия честотен делител чрез промяна на наклона на честотната настройка на микровълновия VCO, за да се поддържат ленти за управление на PLL контура.

Въпреки това, ако отклоненията на честотата f VCO на микровълновата VCO са повече от 2 f IF (където междинната честота f IF = f в микровълновата -f VCO), тогава в този синтезатор на микровълнова честота ще има неуспехи на фазовата синхронизация, което ще доведе до загуба на производителността на синтезатора.

Освен това, известният микровълнов синтезатор на честота работи само ако входният микровълнов сигнал с фиксирана честота f на входа на микровълновата печка се подава към втория вход на микровълновия миксер. Когато входният микровълнов сигнал се подава към този вход на микровълновия миксер с променлива (регулируема) микровълнова честота f вход в лента, по-голяма или равна на 2 f IF, смущения във фазовата синхронизация също могат да възникнат в синтезатора на микровълнова честота.

Техническата цел на настоящото изобретение е да създаде широкообхватен микровълнов честотен синтезатор с ниско ниво на фазов шум и кратко време за настройка на честотата на изходния сигнал f MF синтезатор, осигуряващ липсата на нарушения на фазовата синхронизация при смяна (настройка) честотата на входния микровълнов сигнал f входящ микровълнов в лента, равна или по-голяма от удвоената честота на междинния честотен сигнал f IF, където f IF = f в микровълновата -f VCO, както и осигуряване на запазване на фазовата синхронизация когато честотата f VCO на микровълновия сигнал на VCO е повече от 2 f IF.

Техническият резултат е да се предотвратят нарушения на фазовата синхронизация, причинени от преходни процеси в PLL контура, и да се осигури стабилна работа на микровълновия честотен синтезатор по време на работа, включително при настройка на честотния вход f на микровълновия входен микровълнов сигнал

Същността на техническото решение се състои във факта, че предлаганият микровълнов синтезатор на честота съдържа микровълнов генератор с контролирано напрежение (VCO), чийто изход е свързан към входа на насочен разклонител, чийто първи изход е изходът на микровълнов честотен синтезатор, а вторият изход на насочения разклонител е свързан към първия вход на микровълновия миксер, вторият вход на микровълновия миксер е свързан към изхода на входния източник на микровълнов сигнал, изходът на микровълновия миксер е свързан към входа на първия честотен делител с променливо съотношение на разделяне, чийто изход е свързан към първия вход на честотно-фазовия детектор, вторият вход на честотно-фазовия детектор е свързан към изхода на втория честотен делител с променливо съотношение на разделяне, чийто вход е свързан към изхода на източника на еталонния сигнал, а между честотно-фазовия детектор и микровълновия VCO е включен нискочестотен филтър. Микровълновият честотен синтезатор съдържа допълнително фазов компаратор, чакащ мултивибратор, два диода и операционен усилвател. В този случай първият и вторият изход на честотно-фазовия детектор са свързани съответно към първия и втория вход на операционния усилвател, чийто изход е свързан към входа на микровълновия VCO, а нискочестотният филтърът е свързан между първия вход на операционния усилвател и неговия изход, първият вход на фазовия компаратор е свързан към изхода на първия честотен делител с променливо съотношение на разделяне и първия вход на детектор за честота-фаза, втори вход на фазов компаратор е свързан към изхода на втори честотен делител с променливо съотношение на разделяне и към втори вход на честотно-фазов детектор, изходът на фазов компаратор е свързан към вход на чакащ мултивибратор, първи изход на чакащ мултивибратор, свързан през първия диод с първия изход на честотно-фазовия детектор и с първия вход на операционния усилвател, вторият изход на чакащия мултивибратор е свързан през втория диод с втория изход на честотно-фазов детектор и с втория вход на операционния усилвател. Освен това първият и вторият диод са включени един срещу друг, докато микровълновият VCO, насоченият разклонител, микровълнов миксер, първият честотен делител, честотно-фазовият детектор, операционният усилвател и нискочестотният филтър образуват фазово заключена верига (PLL ) при условие: τ m> τ PLL, където T M е периодът на трептене на чакащия мултивибратор, τ PLL е времето за установяване на синхронизация във фазово блокирания контур.

Включването на фазов компаратор и изчакващ мултивибратор с два противоположно свързани диода на изхода във веригата на микровълновия синтезатор прави възможно предварително задаване на честотата f VCO на микровълновия VCO сигнал, когато фазовата синхронизация в PLL контура е нарушена, което се получава при превключване на честотата f на входния микровълнов сигнал или по време на отклонения на честотата f VCO на микровълновия VCO сигнал, например, когато микровълновият синтезатор е включен, което осигурява бързо възстановяване на фазовата синхронизация и повишава стабилността на микровълнов честотен синтезатор. В този случай, след възстановяване на PLL контура, чакащият мултивибратор се изключва и не влияе на по-нататъшната работа на PLL контура.

Операционен усилвател с нискочестотен филтър в обратната връзка формира контролната честотна лента на PLL контура.

Времето между края на първия импулс и началото на следващия импулс на чакащия мултивибратор, определено от RC веригата на този мултивибратор, трябва да бъде по-голямо от времето, необходимо за установяване на синхронизация в PLL контура, т.е. условие трябва да бъде изпълнено:

T M -τ m> τ PLL.

Изобретението е илюстрирано с чертежи.

ФИГ. 1 показва блокова схема на предложения микровълнов честотен синтезатор, където

1 - микровълнов генератор (VCO) с честота f VCO (управляващо напрежение U UPR);

3 - миксер за микровълнова фурна;

4 - източник на входен микровълнов сигнал с честота f входен микровълнов;

5 - първият честотен делител с променливо съотношение на разделяне n;

6 - честотно-фазов детектор (изходно напрежение U PFD);

7 - втори честотен делител с променлив коефициент на разделяне m;

8 - източник на еталонен сигнал с честота f OP;

9 - операционен усилвател;

10 - нискочестотен филтър;

11 - фазов компаратор (изходно напрежение U FC);

12 - чакащ мултивибратор (изходно напрежение напред U m1 и обратно

13 - първият диод;

14 - вторият диод;

f IF = f вход микровълнова -f VCO - междинен честотен сигнал;

f MF - изходен сигнал на микровълновия честотен синтезатор.

ФИГ. 2 са показани времеви диаграми на входното U FC и изходното U m1 и U m2 напреженията на чакащия мултивибратор, който е част от предложения микровълнов честотен синтезатор, където

T M - период на трептене на чакащия мултивибратор 12;

τ m - продължителността на импулса на чакащия мултивибратор 12;

τ PLL е времето за установяване на синхронизация във фазово заключената линия.

ФИГ. 3 показва лентата за настройка на изходния микровълнов сигнал с честота f MF = f VCO спрямо вход с фиксирана честота f на микровълновия входен микровълнов сигнал на предложения микровълнов честотен синтезатор.

ФИГ. 4 е показана лентата за настройка на изходния микровълнов сигнал с честота f MF = f VCO спрямо регулируемата честота f в микровълновия входен микровълнов сигнал на предложения микровълнов честотен синтезатор.

Предложеният микровълнов честотен синтезатор, чиято блокова диаграма е показана на фиг. 1, съдържа микровълнов генератор с управление на напрежение (VCO) 1, чийто изход е свързан към входа на насочен разклонител 2, единият изход на който е изходът на микровълновия честотен синтезатор, а другият изход на насочен разклонител 2 е свързан към първия вход на микровълновия миксер 3, вторият вход на който е свързан към изходния източник на входен микровълнов сигнал 4 с честота f вход микровълнов. Изходът на микровълновия миксер 3 е свързан към входа на първия честотен делител 5 с променлив делителен коефициент n, чийто изход е свързан към първия вход на детектора на честотната фаза 6. Вторият вход на честотния- фазов детектор 6 е свързан към изхода на втория честотен делител 7 с променлив коефициент на деление m, входът на който е свързан към изхода на източника на еталонния сигнал 8 с честота f OP. Два изхода на честотно-фазовия детектор 6 са свързани към два входа на операционния усилвател 9, чийто изход е свързан към входа на микровълновия генератор VCO 1, докато нискочестотен филтър 10 е свързан между първия вход на операционния усилвател 9 и неговия изход 10. Първият вход на фазов компаратор, добавен към веригата 11, е свързан към изхода на първия честотен делител 5 и първия вход на детектора за честота-фаза 6, втория вход на фазата компаратор 11 е свързан към изхода на втория честотен делител 7 и втория вход на честотно-фазовия детектор 6. Изходът на фазовия компаратор 11 е свързан към входа на чакащия мултивибратор 12, чийто изход се насочва през първият диод 13 е свързан към първия изход на детектора на честотната фаза bis от първия вход на операционния усилвател 9, обратният изход на чакащия мултивибратор 12 през втория диод 14 е свързан към втория изход на честотната фаза детектор 6 и към втория вход на операционния усилвател 9, първият и вторият диод се включват един срещу друг. В тази схема микровълновият VCO 1, насоченият разклонител 2, микровълновият смесител 3, първият честотен делител 5, детекторът на честотната фаза 6, вторият честотен делител 7, операционният усилвател 9 и нискочестотният филтър 10 образуват PLL контур.

Предложеният микровълнов честотен синтезатор работи по следния начин. Изходният сигнал на микровълновия VCO 1 с честота f VCO през разклонителя 2 и изходният микровълнов сигнал на източника на входния микровълнов сигнал 4 с честота f на входа на микровълновата печка се подават към микровълновия смесител 3, на изхода от който се извлича междинният честотен сигнал f IF, който се подава към входа на първия честотен делител 5 и след разделяне с коефициент n, сигналът от изхода на първия честотен делител 5 се подава към първия вход на честотно-фазов детектор 6. Сигналът на еталонната честота f OP от изхода на източника на еталонния сигнал 8 се подава към входа на втория честотен делител 7, където честотата се разделя на коефициента m. Сигналът от изхода на втория честотен делител 7 се подава към втория вход на честотно-фазовия детектор (PFD) 6, в който се сравнява със сигнала, получен от изхода на първия честотен делител 5, и се управлява На двата изхода на честотно-фазовия детектор 6 се генерира напрежение U PFD, чиято стойност и знак са пропорционални на разликата в честотите и фазите на сравняваните сигнали. Това управляващо напрежение U PFD през операционния усилвател 9 и нискочестотния филтър 10, включени във веригата за обратна връзка на операционния усилвател 9, се подава към управляващия вход на микровълновия VCO 1 като управляващо напрежение U UPR. PLL контур.

Условията за извършване на честотно-фазова синхронизация в PLL веригата са равенството на честотите и фазите на сигналите, подавани на входовете на честотно-фазовия детектор, тоест f OP / m = f IF / n, φ OP = φ АКО,

където f IF = f вход микровълнова печка -f VCO,

m е коефициентът на разделяне на честотата на еталонния сигнал с честотата f OP;

n е коефициентът на разделяне на честотата на сигнала на междинната честота f IF;

φ OP - фаза на еталонния сигнал с честота f OP;

φ IF - фаза на междинния честотен сигнал f IF.

При настройка на честотата на входния микровълнов сигнал f входящ микровълнов в лента, равна или по-голяма от удвоената честота на междинния честотен сигнал f IF, където f IF = f вход микровълнов -f VCO, както и когато честотата на микровълнов сигнал VCO f VCO е повече от 2 f IF, входният микровълнов сигнал f в микровълновата печка в настоящото изобретение преминава през PLL контура на микровълновия честотен синтезатор, тоест през фазовия компаратор 11, чакащия мултивибратор 12, като както и противоположно свързаните диоди 13, 14.

При наличие на фазова синхронизация в PLL контура, управляващ сигнал се изпраща от изхода на фазовия компаратор 11 към чакащия мултивибратор 12, който изключва чакащия мултивибратор 12, тоест изходното напрежение на фазовия компаратор 11 U FC (например нивото на транзисторно-транзисторната логика TTL) под формата на логическа единица. По това време чакащият мултивибратор 12 не генерира импулсни изходни сигнали на директния и инверсния изходи с напрежения U M1, U M2, съответно, и не влияе на работата на PLL контура. На директните и инверсните изходи на чакащия мултивибратор 12 постоянните напрежения U M1 и U M2 се задават в противофаза, съответстващи на логическа нула и логическа единица). Времевите диаграми на входното U FC и изходното U M1 и U M2 напреженията на чакащия мултивибратор 12 са показани на фиг. 2

Ако синхронизацията на честотата и фазата в PLL контура е нарушена, сигналът U FC под формата на логическа нула от изхода на фазовия компаратор 11 стартира чакащия мултивибратор 12, който на директния и инверсния изходи генерира изходни импулсни сигнали с напрежения U M1 (съответстващи на логическа единица) и U M2 (съответстващи на логическа нула), идващи съответно през диоди 13, 14 към първия и втория вход на операционния усилвател 9. По време на действието на импулса на изчакващия мултивибратор 12, тоест по време на продължителността τ m на импулса на чакащия мултивибратор 12, в зависимост от фазирането на входовете на PFD 6, на изхода операционен усилвател 9 е настроен на максималната или минималната стойност на контрола на напрежението на честотата на микровълновия сигнал VCO 1. В този случай се нарушават условията за честотно-фазова синхронизация (f OP / m = f IF / n, φ OP = φ IF) и детекторът на честотната фаза 6 генерира напрежение U PFD, който гарантира възстановяването на синхронизацията (тоест началото на процеса на синхронизация i) в PLL веригата. При възстановяване на честотно-фазовата синхронизация в PLL контура, фазовият компаратор 11 изключва чакащия мултивибратор 12 (на неговите изходи постоянните напрежения отново се задават в противофаза, съответстващи на логическа нула и логическа единица). В случай на повторно нарушение на честотно-фазовата синхронизация в PLL контура или в случай на неизправност в работата на PLL контура, фазовият компаратор 11 отново стартира чакащия мултивибратор 12 и целият процес на възстановяване на синхронизацията се повтаря .

В някои случаи, за да работи PLL веригата, с изключение на нарушаването на синхронизацията на честотната фаза в нея, е необходимо преходният процес на настройка на честотата на микровълновата VCO в PLL веригата да започне от по-ниската (f VCO min) или горен (f VCO max) ръб на работния обхват на микровълновия VCO до точката на заключване на честотата, при която f VCO = f MF, т.е. първоначалното ниво на напрежение, подадено на контролния вход на микровълновия VCO 1 (в преходния режим, предхождащ заключване на честотата), винаги е бил равен на минималното или максимална стойност... Това се определя от позицията на честотата f VCO на изходния микровълнов VCO сигнал спрямо честотата f in на микровълновия входен микровълнов сигнал. В този случай са възможни два основни режима на работа на микровълновия честотен синтезатор, при които е възможна синхронизацията в PLL контура.

Помислете за първия режим на работа на микровълновия честотен синтезатор, показан на фиг. 3. Да предположим, че входната честота f на микровълновия входен микровълнов сигнал е фиксирана и надвишава f MF (както в прототипа), а лентата за настройка на микровълновата VCO 1 (Δf VCO) е достатъчно голяма, например значително надвишава стойност на 2 f IF. В този случай, по време на преходния процес, предхождащ улавянето на честотата, детекторът на честотната фаза 6 може да получи сигнал с огледална честота от изхода на микровълновия смесител 3 (в точката на прекъсване на синхронизацията, при която f VCO = f 1 MF, където f 1 MF = f в микровълновата + f IF), което ще доведе до прекъсване на синхронизацията в PLL контура, прехода на честотния сигнал f VCO микровълнова VCO към най-горната позиция, съответстваща на честотата f VCO max и , като следствие, до повреда на микровълновия честотен синтезатор. Схемата на микровълновия честотен синтезатор, избран като прототип, не предвижда възможност за излизане от тази ситуация. В предложения микровълнов честотен синтезатор този проблем се решава по следния начин.

Фазовият компаратор 11 в режим на синхронизация на честота-фаза (f OP / m = f IF / n, φ OP = φ IF) генерира на изхода си сигнал U FC, съответстващ на логическа единица (log. "1"). Този изход на фазовия компаратор 11 е свързан към входа на чакащия мултивибратор 12, който се задейства от сигнал, съответстващ на логическа нула (логическа "0"). Когато входният сигнал е равен на log. "0", първите 13 и вторите 14 диода са затворени и чакащият мултивибратор 12 не влияе върху работата на PLL контура. В случай, че режимът на фазова синхронизация е нарушен, на изхода на фазовия компаратор 11 се появява сигнал, съответстващ на лога. "0". Това може да се случи, когато микровълновият честотен синтезатор е включен или когато е настроена честотата f на референтния сигнал. Сигналът, съответстващ на дневника. "0" от изхода на фазовия компаратор 11 стартира чакащия мултивибратор 12 и на неговите директни и инверсни изходи по време на продължителността на импулса τ m се появяват нива на напрежение, равни на log. "1" и log. "0" (тоест обратно на предишното състояние), така че първите 13 и вторите 14 диода се отварят и към първия и втория вход на операционния усилвател 9 се подава диференциално напрежение, което причинява появата на първоначалния (минимален ) управляващо напрежение на изхода на операционния усилвател 9, което се подава съответно към честотния контролен вход на микровълновата VCO 1, това задава стойността на честотата на микровълновата VCO f VCO = f VCO min. След края на импулса на чакащия мултивибратор 12 има пауза, равна на TM -τ m, където TM е периодът на повторение на импулса на чакащия мултивибратор 12. По време на тази пауза PLL контурът регулира честотата f VCO на микровълнов VCO сигнал от минималната стойност f VCO min до честотата , при която се осъществява синхронизацията между честота и фаза (точката на заключване на честотата на фиг. 3). При настройка на честотата f VCO на микровълновия VCO сигнал до стойност, при която f VCO = f MF (където f MF = f в микровълновата -f IF) и ако условието f VCO ≤f в микровълновата печка (в съответствие с фазиране на PFD 6) е изпълнено, след това режим на синхронизация на честота-фаза, при който f OP / m = f IF / n. На изхода на фазовия компаратор 11 има сигнал, съответстващ на нивото на лога. "1", което превежда мултивибратора 12 в състояние на готовност. Ако по някаква причина процесът на синхронизация не е настъпил, тогава описаният цикъл на установяване на синхронизация в PLL цикъла се повтаря. Необходимо условие за заключване на честотата в този случай е периодът на повторение на импулса на чакащия мултивибратор 12 да съответства на условието: T M -τm> τ на PLL контура, където

T M - период на повторение на импулса на чакащия мултивибратор,

τ m - продължителността на импулса на чакащия мултивибратор,

τ на PLL контура - времето за установяване на синхронизация в PLL цикъла.

Помислете за втория режим на работа на микровълновия честотен синтезатор, показан на фиг. 4.

Да предположим, че в началния момент в микровълновия честотен синтезатор е изпълнено условието за честотно-фазова синхронизация, докато f в микровълновата = f в микровълновата1. В този случай честотата на изходния сигнал на микровълновия честотен синтезатор f MF = f MF · 1 = f в MW1 -f IF. След това честотата f in на микровълновия входен микровълнов сигнал бързо се настройва в лентата Δf в микровълновия вход на микровълновия сигнал (както е показано на фиг. 4) от стойността f in на микровълновата1 до стойността f in на microwave2 (в този случай лентата за настройка на честотата на входния микровълнов сигнал Δf в микровълновата е повече от 2 f IF, където f IF = f в микровълновата -f VCO. Едновременно с преструктурирането на честотата f в микровълнова, честотата f VCO на микровълновата VCO се пренастройва от стойността f MF1 на стойността f MF2. Въпреки това, поради инерцията на PLL цикъла, времето за преструктуриране на честотата на входа Микровълновия сигнал (t AC микровълнова печка вход) винаги е по-малко от времето за установяване на синхронизация в PLL контура (τ PLL контур), тоест t AC микровълнов вход ≤τ на PLL контура.

В резултат на инерцията на PLL контура при настройка на честотата на микровълновата VCO възникват и условия за нарушаване на синхронизацията. Например, както е показано на фиг. 4, при настройка на честотата f на VCO от първоначалната стойност на f MF1 (в горната част на диапазона за настройка на честотата на микровълновата VCO) до следващата по-ниска стойност f MF2 по честота. в микровълновия миксер се генерира огледален сигнал с междинна честота в точката, където f VCO = f 1 SCH2 = fin microwave2 + f IF. В този случай (за дадено фазиране на PFD 6) условието f VCO ≤f в микровълнова печка няма да бъде изпълнено, тоест честотата не е заключена от PLL контура, което причинява нарушение на синхронизацията на честотната фаза с "издърпване" на честотата f VCO до горната екстремна стойност f VCO максимален диапазон на настройка на честотата на микровълновата VCO. За възстановяване на честотно-фазовата синхронизация в PLL контура в настоящото изобретение, трябва да се приложи цикълът на синхронизация, описан в първия режим на работа на микровълновия честотен синтезатор. Схемата на микровълновия синтезатор на честота, избрана като прототип, не предвижда възможност за бърза промяна на честотата на входния микровълнов сигнал и следователно такава схема не позволява стабилна фазова синхронизация, когато честотата на входния микровълнов сигнал е настроен.

Описаните по-горе режими на нестабилна работа на PLL системата в известния микровълнов честотен синтезатор, избран като прототип на изобретението, са експериментално тествани и потвърдени.

На базата на предложеното изобретение са разработени и експериментално тествани образци на микровълнови честотни синтезатори, които са потвърдили стабилна работа с бързо време за възстановяване на честотно-фазова синхронизация при различни режими на работа на микровълнови честотни синтезатори - по-малко от 100 μs.

Източници на информация

1. Манасевич В. Честотни синтезатори. Теория и дизайн. - М .: Съобщение, 1979

2. Рижков А.В., Попов В.Н. Честотни синтезатори в радиокомуникационната техника. - М .: Радио и комуникация, 1991, с. 110-113.

Микровълнов честотен синтезатор, съдържащ микровълнов генератор с контролирано напрежение (VCO), чийто изход е свързан към входа на насочен разклонител, първият изход на който е изходът на микровълновия честотен синтезатор, а вторият изход на насочения разклонител е свързан към първия вход на микровълновия миксер, вторият вход на микровълновия миксер е свързан към изходния източник на входния микровълнов сигнал, изходът на микровълновия миксер е свързан към входа на първия честотен делител с променливо съотношение на разделяне , чийто изход е свързан към първия вход на честотно-фазовия детектор, вторият вход на честотно-фазовия детектор е свързан към изхода на втория честотен делител с променлив коефициент на разделяне, чийто вход е свързан с изходът на източника на еталонния сигнал и нискочестотен филтър е свързан между честотно-фазовия детектор и микровълновия VCO, характеризиращ се с това, че микровълновият честотен синтезатор допълнително съдържа фазов компаратор, чакащ мултивибратор, два диода и операционен усилвател , докато първият и вторият изход на честотно-фазовия детектор са свързани s съответно с първия и втория вход на операционния усилвател, чийто изход е свързан към входа на микровълновия VCO, а нискочестотният филтър е свързан между първия вход на операционния усилвател и неговия изход, първият вход на фазовия компаратор е свързан към изхода на първия честотен делител с променливо съотношение на разделяне и първия вход на честотно-фазовия детектор, вторият вход на фазовия компаратор е свързан към изхода на втория честотен делител с променлива съотношение на разделяне и към втория вход на честотно-фазовия детектор, изходът на фазовия компаратор е свързан към входа на чакащия мултивибратор, първият изход на чакащия мултивибратор е свързан през първия диод към първия изход на честотата -фазов детектор и с първия вход на операционния усилвател вторият изход на чакащия мултивибратор се свързва през втория диод към втория изход на честотно-фазовия детектор и към втория вход на операционния усилвател, а първият и втори диоди са свързани един срещу друг, докато микровълновата VCO, насочен разклонител, микровълновата смесител, първи честотен делител, честотно-фазов детектор, операционен усилвател и нискочестотен филтър образуват фазово блокиран контур (PLL) при условие: TM -τ m> τ PLL, където TM е периодът на трептене на чакащия мултивибратор, τ m е продължителността на импулса на чакащия мултивибратор, τ PLL е времето на установяване на синхронизация във фазово блокирания контур.

Подобни патенти:

Изобретението се отнася до комуникационни технологии. Техническият резултат се състои в цялостно подобряване на основните параметри на системата за синхронизация, а именно: в повишаване на шумоустойчивостта, в подобряване на филтриращите свойства на системата, в разширяване на лентите на улавяне и поддържане на синхронен режим на работа, в намаляване на време за влизане в синхронен режим на работа, за осигуряване на нулева статична фазова грешка и за осигуряване на коректна работа на устройството при наличие на промени и флуктуации в амплитудата на входния сигнал или промени в коефициента на предаване на фазовите детектори.

Изобретението се отнася до честотен избор и филтриране на радиосигнали. Техническият резултат се състои в осигуряване на адаптирането на устройствата за избор на радиосигнали към интерференционната среда, както и възможността за контрол на тяхното потребление на енергия.

Честотен синтезатор с превключени пътища за намаляване на честотата принадлежи към радиотехниката и може да се използва за формиране на мрежа от стабилни честоти с еднаква стъпка в приемни устройства с повишена устойчивост на шум, както и в приемо-предавателни устройства с бърза настройка на работните честоти.

Предложеният метод се отнася до комуникационна технология и до режимите на работа на блокове за синхронизация (BS), съдържащи управлявани генератори (UG), по-точно до методи за генериране на високостабилен изходен сигнал на UG BS в режим на задържане.

Изобретението се отнася до електронното инженерство, а именно до синтезатори на честотна решетка (SSF) на базата на импулсен фазово блокиран контур (PLL) с компенсация за частични смущения и може да се използва при използване на схеми, базирани на амплитудно- или широчинно-импулсна модулация на компенсационния ток.

Изобретението се отнася до областта на радиотехниката и автоматизацията, до системи за автоматично настройване на честотата на излъчване на непрекъснати газови лазери с подобрени характеристики на стабилизация и може да се използва в космическите технологии, по-специално за измерване на "виолетовото изместване" на честотата на лазерното лъчение в гравитационното поле на Земята.

Изобретението се отнася до електронни изчисления и радиотехника. Техническият резултат се състои в увеличаване на скоростта и възможността за генериране на многочестотни честотно модулирани сигнали. Цифров изчислителен синтезатор на честотно модулирани сигнали съдържа: референтен генератор, блок за оформяне и забавяне, три регистъра на паметта, четири цифрови устройства за съхранение, делител с променливо съотношение на разделяне, два функционални преобразувателя код x - sin x, два обратни sin x/x филтри, ключ, два цифрово-аналогови преобразувателя. Цифровите входове на DSC FM сигналите са входовете на първия, втория и третия регистър на паметта, а аналоговите му изходи са изходите на първия и втория DAC. 2 болен.

Изобретението се отнася до областта на радиотехниката. Техническият резултат е разширяване на честотната лента на улавяне чрез промяна на симетричната форма на дискриминиращата характеристика на знака логически фазов дискриминатор в асиметричен, а с увеличаване на зоната на положителен или отрицателен знак на дискриминационната характеристика, съответната -широчината на честотната лента на улавяне за първоначалните честотни разстройки на съответния знак се увеличава. Методът за увеличаване на честотната лента на улавянето на системата с фазово блокиран контур със споменатия дискриминатор се характеризира с това, че се определя знакът на разликата между входното и изходното трептене, генерирано от управлявания генератор, генерират се управляващи напрежения с знак, съответстващ на знака на фазовата разлика, които се комбинират в един сигнал, който управлява честотата на управлявания генератор. 2 n.p. f-ly, 7 ил.

Фазовият блок позволява синхронизация от шумен еднофазен източник на сигнал. Техническият резултат се състои в подобряване на практическата скорост на синхронизация до един или два периода на синхронизирания честотен сигнал, филтриране на смущения в генерираните сигнали на синхронизираната фаза и честота. Системата включва блокове за фазово филтриране от първи ред, лентов филтър от втори ред, филтриране на ниска честота от първи ред, интеграционен блок, блок за умножение, блок за изчисляване на коефициентите на цифрови филтри, четири -квадрант арктангенс. Използването на дискретни методи за физическа реализация на метода с участието на микропроцесорни средства позволява сравнението и изчисляването на нелинейни функции с приемлива точност и изчислителни ресурси. Филтрите са реализирани с променливи коефициенти, имат първи и втори ред. Поради относително ниската чувствителност на фазовия филтър към промени в честотата, е възможно бързо да се изолира еталонната фаза от оригиналния сигнал. Използването на дискретен интегратор с обратна връзка за коефициента на интегриране позволява бързо извеждане на синхронизирания честотен сигнал в стационарно състояние. Използването на дискретен филтър с променливи коефициенти и отчитане на фазовия преход през граничните стойности ви позволява ефективно да филтрирате синхронизираната фаза, без да я измествате спрямо фазата на основния хармоник на оригиналния сигнал. Този метод дава възможност да се изградят на негова основа системи за управление на хармонични компоненти в еднофазни и многофазни системи и симетрични компоненти в многофазни системи. Основното приложение на този метод при управлението на преобразуващото оборудване, също така е възможно да се използва за бърза синхронизация в комуникациите и други приложения с изискванията за висока скорост за настройка на основната честота и разпределяне на еталонната фаза. 1 болен.

Изобретението се отнася до областта на радиотехниката и може да се използва при организиране на комуникационни системи с увеличен брой канали, както и в измервателна апаратура, където е необходима настройка на честотата с малка стъпка. Изобретението се основава на задачата за получаване на микровълнови трептения с малка стъпка на честотната мрежа, нисък фазов шум и кратко време за настройка на честотата. За това честотата на еталонния генератор, който задава честотата за сравнение във фазовия детектор на индиректния синтезатор, се избира в обхвата на ултракъсите вълни. В този случай честотата на високостабилния референтен генератор се измества предварително с малко количество, което задава малка стъпка от честотната мрежа. За това сигналът на еталонния генератор се подава към RF входа на квадратурния модулатор, модулиран от нискочестотни квадратурни сигнали със същата честота и амплитуда, но с фазово изместване от 90 °. Тогава сравнителната честота се различава от честотата на референтния осцилатор по стойността на честотата на тези нискочестотни сигнали. Честотно трансформираният сигнал от изхода на квадратурния модулатор се подава към първия вход на честотно-фазовия детектор. Честотата на микровълновия генератор с контролирано напрежение се разделя на делител с променливо съотношение и се подава към втория вход на фазово-честотния детектор. С помощта на нискочестотен филтър продуктите за сравнение на променлив ток се потискат и DC сигналът се прилага към входа на микровълнов генератор с контролирано напрежение. Този метод позволява да се образуват микровълнови трептения със стъпка от няколко килохерца, като същевременно не се увеличава времето за настройка на синтезатора, без да се повишава нивото на фазовия шум и се поддържа стабилността на честотата на синтезатора, определена от стабилността на честотата на референтния осцилатор, който например достига 10-7-10-8.

Изобретението се отнася до електроника, по-специално до честотни синтезатори, базирани на фазово блокиран контур (PLL). Техническият резултат се състои в намаляване на нивото на фазовия шум и страничните дискретни компоненти в спектъра на изходния сигнал, което от своя страна подобрява качеството на изходния сигнал, като същевременно поддържа висока разделителна способност и широка лента за настройка. Честотният синтезатор съдържа серийно свързан умножител на честота на входния сигнал, делител с фиксирано съотношение на разделяне, първа микросхема за директен цифров синтез, детектор за фазова честота, първи нискочестотен филтър, генератор, управляван от напрежение, обратна връзка включващ смесител, свързан последователно, един от входовете, който е свързан към изхода на генератора, управляван от напрежение, а вторият вход е свързан към изхода на честотния умножител на входния сигнал, втория нискочестотен филтър и втория директен микросхема за цифров синтез, чийто изход е свързан към входа на фазово-честотния детектор, и управляващото устройство, чиито изходи са свързани към входовете на първия и втория чип, са директен цифров синтез. Изобретението осигурява намаляване на нивото на фазовия шум и дискретните компоненти в спектъра на изходния сигнал, което от своя страна подобрява качеството на изходния сигнал, като същевременно поддържа висока разделителна способност и широка лента за настройка. 1 болен.

Изобретението се отнася до радиотехника. Техническият резултат на изобретението е да се увеличи скоростта и способността за работа с референтен сигнал на всеки работен цикъл, чийто период е кратен на тактовия период, както и възможността за регулиране на тактовата честота по ръбовете на получените данни. Метод за регулиране на честотата, при който за продължителността на действието на импулсите на изходите на фазовия детектор (PD) се генерират съответно сигнали с положителна и отрицателна полярност, които след това се сумират, филтрират и полученият сигнал се управлява от честотата на генератора, импулсния фронт на първия изход по предната част на еталонния сигнал, а срязването му - чрез всяко превключване на мерките. Ако предната част на референтния сигнал се появи по-късно от предната част на тактовите цикли, тогава на втория изход на PD също се генерира сигнал с продължителността на паузата на часовника. PD съдържа три елемента 2-AND, три D-тригера и логическа схема за свързване на 3 сигнала. 2 n. и 7 п.п. ф-ли, 11 ил.

Изобретението се отнася до радар и сонар. Техническият резултат е да се осигури потискане на страничните дялове за P3 кода с нечетна дължина. За тази цел устройството за потискане на страничните лобове по време на импулсна компресия на многофазни P3 кодове съдържа модифициран Woo филтър за P3 код с нечетна дължина N, свързан на входа, и генератор на цифров коригиращ сигнал от последователно свързан кодов преобразувател в комплекс конюгатен код и цифров филтър с краен импулсен отговор на FIR филтъра от порядък N + 1 с (N + 2) коефициенти -1,1, 0, ... 0, -1,1, свързан изхода на суматор към първия вход, линия за закъснение за продължителността на един кодов елемент и изваждане с два входа, където изходът на филтъра Woo е свързан към входа на линията на закъснение и към първия вход на изваждателя, изходът е свързан към вторият вход на суматора и вторият вход на изваждателя е свързан към изхода на линията на закъснение, първият коефициент на импулсната характеристика на модифицирания филтър Woo е равен на 1 - exp (iπ / N), където, и (N + 2) -дименсионен вектор на филтърните коефициенти на цифровия коригиращ сигнал, съответно, е равен на -1.1, 0.0, ... 0, -1.1. 2 болен.

Предложените устройства се отнасят до радарни и сонарни системи с импулсна компресия на многофазни кодове. Техническият резултат се състои в подобряване на качеството на компресиране на сигнала, потискане на страничните лобове, възникващи по време на процеса на компресия, което осигурява увеличаване на броя на многофазните кодове с дължина N за всички стойности на времеви измествания (извадки), с изключение на две ± N, при което относителното ниво на страничните лобове е в диапазона от -20 lgN -6 до -20 lgN -8 dB поради използването на симетрично пресечени кодове, образувани чрез последователно изтриване на равен брой първия и последния символ на кодовете с по-голяма дължина. В този случай ширината на главния лоб на ниво -6 dB е равна на 2τ, на ниво PSL тя е в диапазона от 3 ÷ 4τ, а загубата на сигнал/шум на изхода на устройството е -1,7 dB. Устройството за потискане на страничните лобове при импулсна компресия на симетрично пресечени многофазни кодове с дължина N съдържа първи цифров филтър с FIR от порядъка на N-1, свързан на входа и генератор на цифров корекционен сигнал, състоящ се от последователно свързан код преобразувател в сложен конюгатен код и втори цифров филтър с краен импулсен отговор от порядъка на N + 1, чийто изход е свързан към първия вход на суматора, а изходът на първия цифров филтър е свързан към линия на закъснение за продължителността на един кодов елемент и към първия вход на изваждателя, чийто втори вход е свързан към изхода на линията на закъснение, а изходът е свързан към втория вход на суматора. 3 n.p. кл., 4 ил

Групата от изобретения се отнася до устройства за съхранение и може да се използва за управление на синхронизация за запис към устройства за съхранение в непоследователна архитектура. Техническият резултат е да се компенсират промените в закъснението на реална часовникова разпределителна мрежа. Устройството съдържа приемна верига и кръгова генераторна верига. Схемата на приемника включва път за данни и мрежа за разпространение на часовник в непоследователна конфигурация. Веригата на пръстеновидния осцилатор включва реплика на мрежа за разпределение на часовник, съпоставена с реална мрежа за разпределение на часовник. 3 n. и 17 с.п. f-ly, 10 ил.

Генераторът на времева скала се отнася до устройства за синхронизиране на сигнали в честота, фазово изместване и времева скала. Техническият резултат е да се подобри точността на синхронизирането на времевата скала. Генераторът на времева скала съдържа: модул за приемане на времева скала, вътрешен генератор на квантова последователност, делител, блок за предаване на времева скала, устройство за оформяне на предпазен интервал, селектор на време, модул за превключване на линия за закъснение, блок за сравнение и рамково напрежение генератор. 5 ил., 1 табл

Изобретението се отнася до радиотехниката и може да се използва в предавателни и приемни устройства от микровълновия честотен диапазон. Техническият резултат е да се увеличи стабилната работа при настройка на честотата на входния микровълнов сигнал. Микровълновият честотен синтезатор съдържа микровълнов генератор с управление на напрежението, насочен разклонител, микровълнов миксер, източник на входен микровълнов сигнал, първи честотен делител с променливо съотношение на разделяне, детектор на честота-фаза, втори честотен делител с променлив коефициент на разделение, източник на референтен сигнал, нискочестотен филтър, фазов компаратор, чакащ мултивибратор, два диода и операционен усилвател. 4 болен.

При разработването и настройката на микровълнови устройства радиолюбителите често срещат трудности, свързани с липсата на измервателно оборудване за необходимия честотен диапазон. Предложеният честотен синтезатор може да бъде направен в любителска среда. Работи в диапазона 1900 ... 2275 MHz. Стойността на честотата се избира от няколко възможни с помощта на превключвател.

При относително ниски честоти (до 100 ... 150 MHz) проблемът със стабилизиране на честотата на генератора се решава чрез използване на кварцови резонатори, при по-високи честоти (400 MHz) - с помощта на резонатори на повърхностни акустични вълни (резонатори на SAW), на микровълнови честоти диелектрични резонатори от висококачествена керамика и други висококачествени резонатори. Стабилизацията с помощта на пасивни компоненти има своите предимства - простота и относително ниска цена на изпълнение. Основният му недостатък е невъзможността за значителна промяна в честотата на генерирания сигнал без промяна на елемента за настройка на честотата.

Широко използваните интегрирани честотни синтезатори дават възможност за осъществяване на бърза електронна настройка на генератора (включително микровълнова), като същевременно се поддържа висока честотна стабилност. Синтезаторите са директни и индиректни видове.

Предимствата на директния синтез се считат за високата скорост на промяна на честотата и настройка с малка стъпка. Въпреки това, поради наличието в синтезирания сигнал на голям брой спектрални компоненти, произтичащи от множество нелинейни трансформации, устройствата за директен синтез рядко се използват в микровълновото оборудване.

За микровълнов синтез често се използват синтезатори от индиректен тип с фазово блокиран контур (PLL). Принципът на действие на PLL, както и методът за изчисляване на филтъра за обратна връзка, са широко и многократно разглеждани в литературата, например в. Има няколко безплатни програми, които ви позволяват да изчислите оптималните параметри за филтрите за обратна връзка, те могат да бъдат намерени в Интернет на адрес или .

Интегрираните синтезатори с PLL са два вида: програмируеми (стойностите на честотата се задават от външни команди) и непрограмируеми (фиксирани коефициенти на умножение и делене на референтната честота не могат да се променят).

Недостатъците на непрограмируемите интегрирани синтезатори, например MC12179, включват необходимостта от използване на кварцов резонатор с точно определена честота, което не винаги е възможно. Програмируемите синтезатори като UMA1020M нямат този недостатък. При наличието на контролен микроконтролер технически не е трудно да се настрои такъв синтезатор на дадена честота. Микровълновите осцилатори с електронна честотна настройка, необходими за съвместна работа с микросхемата на синтезатора, се предлагат на потребителя под формата на функционално завършени модули, изработени по хибридна технология.

Диаграма на лабораторен честотен синтезатор, предназначен за проверка и настройка на настройката на оборудването в диапазона 2 GHz, е показана на фиг. 1. Неговата основа е микросхемата UMA-1020M (DA3), техническата документация за която може да бъде намерена на уебсайт на неговия производител на адрес .

Синтезаторът има също DA1 осцилатор с управление на напрежението (VCO), 10 MHz DA2 кристален осцилатор и DD1 микроконтролер. Микровълновият сигнал от изхода на VCO се подава към изхода на синтезатора (конектор XW1) и към входа на главния програмируем честотен делител на микросхемата DA3. Сигналът на примерната честота от изхода на генератора DA2 се подава към спомагателен програмируем честотен делител, също включен в микросхемата DA3.

Коефициентите на разделяне на честотата от главния и спомагателния делител се задават от микроконтролера DD1 (Z86E0208PSC) чрез изпращане на подходящи команди през трипроводната шина за данни (пинове 11-13 DA3). Изходният код на контролната програма е показан в табл. 1. Вътрешна паметмикроконтролерът е достатъчен да съхранява данни на седем различни честоти. Една от стойностите на честотата или режимът, в който няма сигнал на изхода, се избира с джъмпери S1-S3 съгласно таблицата. 2. Зададеният режим влиза в сила от момента на включване на устройството, след което никакви манипулации с превключвателите не влияят на работата му до повторното му включване. Светодиодът HL1 трябва да изгасне 1 s след включване на захранването. Можете да прочетете за програмирането на микроконтролери Zilog в.

Синтезаторът е сглобен на печатна платка, външен видкоето е показано на фиг. 2. Приложни резистори и кондензатори за повърхностен монтаж.

литература

Стариков О. PLL метод и принципи на синтезиране на високочестотни сигнали. - Чип Нюз, 2001, бр.6.
VCO Designer "s Handbook 2001. VCO / HB-01. - Mini-Circuits.
Glvdshtein M. A. Микроконтролери от семейството Z86 от Zilog. Ръководство за програмиста. - М .: ДОДЕКА, 1999, 96 с.

В допълнение към микровълновия синтезатор, микросхемата UMA1020M съдържа още една, работеща в честотния диапазон 20..300 MHz, 6n не се използва в описания дизайн.