UHF frekans sentezleyici mm aralığı. Mikrodalga laboratuvar sentezleyici. Şema, açıklama. Uydu ve hücresel iletişim, kablosuz veri altyapıları: bileşenler için gereksinimler

Radyo sisteminin teknik parametrelerini büyük ölçüde belirleyen yüksek kaliteli frekans sentezleyicileri kullanılmadan modern iletişim tesislerinin oluşturulması imkansızdır. Makale tartışıyor yüksek performanslı geniş bant frekans sentezleyiciler, ve şirketin üretimi Maxim entegre 0,25 ... 10 GHz aralığında bir referans sinyali oluşturmanıza izin verir. Düşük maliyetleri ve mükemmel faz gürültüsü performansları, onları kişisel radyo sistemlerinden yüksek kaliteli enstrümantasyona kadar çok çeşitli uygulamalar için uygun hale getirir.

İnsanlık, elektromanyetik dalga spektrumunun radyo frekansı bölümünü, özellikle de 0.30 ... 30 GHz frekanslı ultra kısa dalga aralığını giderek daha aktif olarak kullanıyor. Bugün bu geniş aralık, dijital verileri iletmek için kanallara sahip çeşitli radyo iletişim sistemleriyle zaten oldukça yoğun bir şekilde doldurulmuş ve yerel ve küresel ölçekte ağ altyapısına karışmış durumda. Kablosuz iletişim, uydu iletişimi ve navigasyon sistemleri için yeni sistemlerin ve standartların ortaya çıkması, yarı iletken üretim teknolojilerindeki ilerlemelere paraleldir ve iletişim yeteneklerinde hızlı ilerlemeler sağlamaktadır.

Uydu ve hücresel iletişim, kablosuz veri altyapıları: bileşenler için gereksinimler

Herhangi bir RF ekipmanı için temel tasarım zorluklarından biri, genlik ve faz dahil olmak üzere taşıyıcı frekansının yüksek doğruluğunu ve kararlılığını sağlamaktır. Bu sorun, bugün, kural olarak, özel frekans sentezleyicilerinin kullanılmasıyla çözülmektedir. Bu durumda yaygın bir seçenek, referans frekansının harici bir kristal osilatörünü ve referans ve üretilen çıkış frekansı için yerleşik bölücüler, formda bir karşılaştırma devresi kullanan faz kilitli döngüye (PLL) sahip bir sentezleyici çiptir. bir faz-frekans ayırıcısının (dedektör) Tutarsızlık sinyali ayrı bir çıkış aşaması (Şarj Pompası) tarafından üretilir ve harici (döngü) bir filtre aracılığıyla dahili veya harici olabilen voltaj kontrollü bir osilatöre (VCO) beslenir.

Tamsayı-N ve Kesirli-N modları için programlanabilir katsayılar ve ayrıca uygun referans frekansının seçimi, geniş bir çıkış frekansı aralığı sağlar ve frekans sentez sürecinin bu tür parametrelerini frekansın hızı ve adımı gibi değiştirmenize izin verir. anahtarlama, faz gürültüsü seviyesi.

Fraksiyonel-N sentezleyiciler, büyük ölçüde frekans değiştirme hızını artırma, taşıyıcı frekansına yakın faz gürültüsünü azaltma ve GSM ve GPRS iletişim sistemlerinde sahte bileşenlerin seviyesini azaltma sorununa bir çözüm olarak ortaya çıktı.

Sentezleyiciler MAX2870, MAX2871, MAX2880. Özellikler, faydalar, kullanım önerileri

Bugün Maxim Integrated şirketinin yarı iletken bileşenlerinin model yelpazesinde, faz kilitli döngüye (PLL) sahip üç ultra geniş bant frekans sentezleyici mikro devresi vardır. Hepsi kendi kendine salınan PLL'lere dayalı bir sentez mekanizması kullanır. Çıkış frekansı VCO tarafından kontrol edilir ve düşük frekanslı bir referans osilatörü tarafından stabilize edilir.

Tablo 1. PLL ile Maxim Yinelenen frekans sentezleyicileri

İsim	mod sentez	Besleme gerilimi, V	Frekans aralığı, MHz		Dışarı. güç, dBm	Fark. çıkışlar	Gürültü seviyesi, dBc / Hz	Kararsızlık bkz. Meydan	Kasa / Müşteri Adayları	Çalışma sıcaklığı, ° C
İsim	mod sentez	Besleme gerilimi, V	Min.	Maks.	Dışarı. güç, dBm	Fark. çıkışlar	Gürültü seviyesi, dBc / Hz	Kararsızlık bkz. Meydan	Kasa / Müşteri Adayları	Çalışma sıcaklığı, ° C
MAX2870	Kesirli / Tam Sayı	3,0…3,6	23,5	6000	-4…5	2	-226,4	0,25	TQFN / 32	-40…85
MAX2871	Kesirli / Tam Sayı	3,0…3,6	23,5	6000	-4…5	2	-229	0,2	TQFN / 32	-40…85
MAX2880	Kesirli / Tam Sayı	2,8…3,6	250	12400	Numara	Numara	-229	0,14	TQFN / 20 TSDOP / 16	-40…85

Maxim Integrated frekans sentezleyici uygulamaları arasında telekomünikasyon ekipmanı, kablosuz iletişim ekipmanı, ölçüm sistemleri, RF cihazlarındaki saat jeneratörleri ve analogdan dijitale dönüştürücüler bulunur.

sentezleyici MAX2870

Entegre VCO'lu ultra geniş bant, faz kilitli MAX2870, hem tamsayı hem de kesirli sentez modlarına sahiptir. Harici referans jeneratörü ve harici filtre ile birlikte MAX2870 23,5 MHz ... 6 GHz aralığında yüksek verimli, düşük gürültülü devreler oluşturmaya izin verir.

Genişletilmiş aralıkta frekans üretimi, birkaç entegre VCO ve 1 ... 28 oranlı çıkış bölücüler tarafından sağlanır. -4 ... 5 dBm'lik bir çıkış gücü sağlayabilen, yazılımla ayarlanabilen iki bağımsız diferansiyel çıkış vardır. Her iki çıkış da yazılım veya donanım tarafından devre dışı bırakılabilir.

MAX2870, 3 kablolu seri arabirim aracılığıyla kontrol edilir. Mikro devre, minyatür, 32 pimli bir QFN paketinde mevcuttur. -40 ... 85 °C sıcaklık aralığında çalışabilmektedir.

MAX2870'in işlevsel bir diyagramı Şekil 1'de gösterilmiştir. Cihazın ana elemanları SPI AND REGISTERS bloğu, birkaç sayaç ve bölücü, birkaç VCO ve çoklayıcıdır. Dört çıkış sinyali (RFOUTx_x), iki diferansiyel amplifikatörden anahtarlar aracılığıyla alınır. Sentezlenen frekansı ayarlamak için bir ŞARJ POMPASI bloğu ve bir TUNE girişi vardır.

MAX 2870'i kontrol etmek için, veri yazmak için beş adet 32 bitlik kayıt ve okuma için bir adet kayıt vardır. En anlamlı 29 bit (MSB) veriler içindir ve en önemli 3 bit (LSB) kayıt adresini tanımlar. Kayıtlardaki veriler, seri SPI arabirimi aracılığıyla yüklenir, önce 29 bit MSB iletilir. Programlanabilir kayıtlar 0x05, 0x04, 0x03, 0x02, 0x01 ve 0x00 adreslerine sahiptir.

Şekil 2, SPI yazma işleminin bir zamanlama diyagramıdır. Güç açıldıktan sonra, tüm yazmaçlar, yazmalar arasında minimum 20 ms'lik bir duraklama ile iki kez programlanmalıdır. İlk giriş, cihazın açık olduğundan emin olmanızı sağlar ve ikincisi VCO'yu başlatır.

MAX2870, SHDN = 1 (kayıt 2, bit 5) ayarlanarak veya CE pinini düşük ayarlayarak hazırda bekletme moduna geçebilir. Hazırda bekletme modundan çıktıktan sonra, VCO frekansını programlamadan önce harici kapasitörlerin şarj olması en az 20 ms sürer.

Giriş referans frekansı, RF_IN girişinden ters çevirme arabelleğine geçer ve ardından isteğe bağlı x2 çarpanı ve çoklayıcı aracılığıyla R SAYICI bölücüye, ardından isteğe bağlı bölücü ve çoklayıcı aracılığıyla faz dedektörüne ve çıkış çoklayıcıya ulaşır.

x2 çarpanı etkinleştirildiğinde (DBR = 1), maksimum referans frekansı 100 MHz ile sınırlandırılır. Çarpan devre dışı bırakıldığında, referans giriş frekansı 200 MHz ile sınırlandırılır. Minimum referans frekansı 10 MHz'dir. Minimum bölme oranı R 1 ve maksimum 1023'tür.

Faz dedektör frekansı aşağıdaki gibi belirlenir:

burada fREF, giriş referans sinyalinin frekansıdır. DBR (kayıt 2, bit 25), giriş frekansı ikiye katlama modu fREF'i ayarlar. RDIV2 (kayıt 2, bit 24), fREF'in bölme modunu 2'ye ayarlar. R (kayıt 2, bit 23:14), 10 bitlik programlanabilir bir sayacın (1 ila 1023) değerini temsil eder. Maksimum fPFD değeri, Frac-N modu için 50 MHz ve Int-N modu için 105 MHz'dir. RST (kayıt 2, bit 3) 1 olduğunda R bölen temizlenebilir.

VCO frekansı (fVCO), N, F ve M değerleri istenilen kanal A çıkış frekansına (fRFOUTA) göre aşağıdaki gibi belirlenebilir. Bölücü DIVA, DIVA değer tablosundaki fRFOUTA değerlerine göre ayarlanabilir (kayıt 4, bit 22 ... 20).

FB = 1 ise (DIVA, PLL geri bildiriminden hariç tutulur):

FB = 0, (PLL geri beslemesinde DIVA) ve DIVA ≤ 16 ise:

FB = 0, (PLL geri beslemesinde DIVA) ve DIVA> 16 ise:

Burada N, kayıt 0, bit 30 ... 15 aracılığıyla programlanan 16 bitlik N (16 ... 65535) sayacının değeridir. M - kesirli modül değeri (2 ... 4095), kayıt 1'in 14 ... 3 bitleri aracılığıyla programlanır. F - kayıt 0'ın 14 ... 3 bitleri aracılığıyla programlanan kesirli bölme değeri.

Kesirli (Frac-N) modunda, minimum N 19 ve maksimum 4091'dir. N sayacı, RST 1 olduğunda (kayıt 2, bit 3) sıfırlanır. DIVA - kayıt 4'ün 22 ... 20 bitleri aracılığıyla programlanmış RF çıkışı (0 ... 7) bölümünün ayarlanması. Bölme faktörü 2DIVA olarak ayarlanır.

B kanalının (fRFOUTB) çıkış frekansı aşağıdaki gibi belirlenir:

BDIV = 0 ise (kayıt 4, bit 9),

BDIV = 1 ise,

Int-N / Frac-N Modları

Tamsayı bölme modu (Int-N), bit INT = 1 (kayıt 0, bit 31) ayarlanarak seçilir. Bu modda çalışırken, Tamsayı-N modunda zamanlamayı belirleme (frekans kilidi) işlevini etkinleştirmek için LDF biti (kayıt 2, bit 8) de ayarlanmalıdır.

Kesirli bölme modu (Frac-N), bit INT = 0 (kayıt 0, bit 31) ayarlanarak seçilir. Ek olarak, Frac-N zamanlama modu için LDF bit = 0 (kayıt 2, bit 8) olarak ayarlayın.

Cihaz, F = 0 kesirli bölümü ile Frac-N modunda kalırsa, istenmeyen darbe gürültüsü oluşabilir. Bunu önlemek için, F = 0 olduğunda, bit F01 = 1 (kayıt 5, bit 24) ayarlanarak Tamsayı-N moduna otomatik geçiş etkinleştirilebilir.

Faz dedektörü ve kontrol voltajı üretimi (Şarj Pompası)

Şarj Pompası tarafından harici kondansatör için üretilen şarj akımı, RSET pini ile ortak tel arasına bağlanan direncin değeri ve CP bitinin (kayıt 2, bit 12 ... 9) değeri ile aşağıdaki gibi belirlenir. :

Frac-N modunda kararlılığı artırmak için CPL doğrusallık biti = 1 olarak ayarlayın (kayıt 1, bit 30, 29). Int-N modu için CPL = 0 olarak ayarlayın. Int-N modunda paraziti azaltmak için, döngü filtresine akım sızıntısını önlemek için CPOC bit = 1 (kayıt 1, bit 31) olarak ayarlayın. Frac-N modu için CPOC = 0 olarak ayarlayın.

CP_OUT çıkışı, TRI = 1 olduğunda (kayıt 2, bit 4) yüksek empedans durumuna ayarlanabilir. TRI = 0 olduğunda bu çıkış normal durumdadır. Faz dedektör sinyalinin polaritesi, aktif bir ters çevirme döngüsü filtresi için tersine çevrilebilir. Ters çevirmeyen bir filtre için PDP = 1 olarak ayarlayın (kayıt 2, bit 6). Filtre setini ters çevirmek için PDP = 0.

MUX_OUT ve LD (Kilit Algılama) çıkışları

MUX_OUT, çeşitli dahili MAX2870 işlemlerini izlemek için çok amaçlı bir test çıkışıdır. MUX_OUT, seri veri çıkışı için de yapılandırılabilir. MUX bitleri (kayıt 2, bit 28 ... 26), MUX_OUT üzerindeki sinyal tipini seçmenize izin verir.

Kilit algılama sinyali, LD bitleri (kayıt 5, bit 23 ... 22) ayarlanarak LD çıkışı üzerinden izlenebilir. Dijital zamanlama tespiti için LD = 01 olarak ayarlayın. Dijital zamanlama tespiti sentez moduna bağlıdır. Frac-N modunda LDF = 0 ve Int-N modunda LDF = 1 olarak ayarlayın. Dijital zamanlama doğruluğunu tablolara göre de ayarlayabilirsiniz.

LD = 10 ile analog zamanlama algılama kullanılabilir. Bu modda LD, harici bir çekme direnci gerektiren bir açık kollektör çıkışı kullanır.

Zamanlama belirleme çıktısının doğruluğu birçok faktöre bağlıdır. Çıktı, VCO otomatik seçim işlemi sırasında geçersiz olabilir. Bu işlemin sonunda, ayar voltajı kurulana kadar çıkış hala güvenilmezdir. VTUNE yerleşme süresi, döngü filtresi bant genişliğine bağlıdır ve EE-Simulation yazılım aracı kullanılarak hesaplanabilir.

Hızlı Kilit Modu

MAX2870, Hızlı Kilitleme moduna sahiptir. Bu modda CP = 0000 (kayıt 2, bit 12 ... 9) ve 1/3 nominal değerler oranına sahip iki dirençten oluşan bir bölücü SW çıkışına bağlanır. Çıkış ve ortak güç terminali arasına daha büyük bir direnç bağlanır ve SW terminali ile filtre kapasitörü arasına daha küçük bir direnç bağlanır. CDM = 01 olduğunda (kayıt 3, bit 16 ... 15), VCO otomatik seçim (VAS) işlemi tamamlandıktan sonra hızlı senkronizasyon başlar.

Hızlandırılmış senkronizasyon sırasında, Şarj Pompasının şarj akımı CP = 1111 tarafından belirlenen bir değere yükselir ve SW çıkışının yüksek empedans durumu nedeniyle döngü filtresini atlayan dirençler arasındaki oran 1/4 olur. Fast-Lock, kullanıcı tanımlı bir zaman aşımı süresinin sonunda devre dışı bırakılır. Bu zaman aşımı:

Burada M ayarlanabilir faktördür ve CDIV bölen ayarıdır. Tasarımcı, geri besleme filtresi zaman sabitine dayalı olarak CDIV ayarlarını belirlemelidir.

RFOUTA ± ve RFOUTB ± çıkışları

IC, çıkışların her birine harici 50 ohm direnç bağlanmasını gerektiren iki açık kollektör diferansiyel RF çıkışına sahiptir.

Her çıkış, RFA_EN (kayıt 4, bit 5) ve RFB_EN (kayıt 4, bit 8) bitleri ayarlanarak bağımsız olarak etkinleştirilebilir ve devre dışı bırakılabilir. Her iki çıkış da RFOUT_EN pini üzerinden izlenebilir.

Her çıkışın güç çıkışı, RFOUTA için APWR (kayıt 4, bit 4, 3) ve RFOUTB için BPWR (kayıt 4, bit 7 ... 6) aracılığıyla ayrı ayrı yapılandırılabilir. Diferansiyel çıkışın gücünü, 50 Ohm yükte çalışırken 3 dB'lik bir adımla -4 ... 5 dBm aralığında ayarlamak mümkündür. Aynı aralıkta, bir RF bobini üzerinden beslemeli tek uçlu çıkış için de ayarlama yapmak mümkündür. Tüm frekans aralığında optimum çıkış seviyesi için farklı yükleme elemanları gereklidir. Dengesiz bir çıkış kullanılıyorsa, kullanılmayan çıkış uygun bir yüke bağlanmalıdır (Tablo 2).

Tablo 2. MAX2870 terminallerinin amacı

Çıktı	İsim	İşlev
1	CLK	Senkronizasyon hattı (giriş)
2	VERİ	Seri veri (giriş)
3	LE
4	CE	Çip Seçimi - Düşük
5	GB	Hızlı anahtarlama. PLL modunda geri bildirim filtresini bağlar
6	VCC_CP
7	CP_OUT	Şarj pompası çıkışı
8	GND_CP	Şarj pompası jeneratörü için genel sonuç
9	GND_PLL	Genel PLL çıktısı
10	VCC_PLL	PLL güç kaynağı
11	GND_RF	RF devrelerinin genel çıkışı. Ana kartın toprak veri yoluna bağlanır
12	RFOUTA_P	Açık toplayıcı pozitif RF çıkışı A. RF bobini veya 50 ohm yük ile güç kaynağına bağlanır
13	RFOUTA_N	Açık toplayıcı negatif RF çıkışı A. RF bobini veya 50 ohm yük ile güç kaynağına bağlanır
14	RFOUTB_P	Açık kollektör pozitif RF çıkışı B. RF bobini veya 50 ohm yük ile güç kaynağına bağlanır
15	RFOUTB_N	Açık kollektör negatif RF çıkışı B. RF bobini veya 50 ohm yük ile güç kaynağına bağlanır
16	VCC_RF
17	VCC_VCO	VCO güç kaynağı
18	GND_VCO	VCO'nun genel sonucu. Ana kartın ortak veri yoluna bağlanır
19	NOISE_FILT	VCO'nun gürültü ayırma pimi. Ana kartın toprak veriyoluna 1 μF üzerinden bağlanır
20	AYAR	VCO kontrol girişi. Harici bir filtreye bağlanır
21	GND_TUNE	VCO kontrol girişinin ortak çıkışı. Ana kartın toprak veri yoluna bağlanır
22	RSET	Şarj pompası girişi akım aralığı ayarı girişi
23	BIAS_FILT	VCO'nun gürültü ayrıştırması. 1 μF üzerinden ortak pime bağlanır
24	REG	Referans voltaj düzeltmesi. 1 μF üzerinden ortak pime bağlanır
25	LD	Senkronizasyon modu çıkışı. Senkronizasyon modunda yüksek seviye, düşük seviye - senkronizasyon yoksa.
26	RFOUT_TR	RF çıkışını açar. Düşük olduğunda RF çıkışları devre dışı bırakılır
27	GND_DIG	Dijital devreler için ortak pin. Ana kartın toprak veri yoluna bağlanır
28	VCC_DIG	Dijital devreler için güç kaynağı
29	REF_IN	Frekans referans girişi
30	MUX_OUT	Çoklayıcı çıkışı ve seri veri çıkışı
31	GND_SD
32	VCC_SD
–	EP	Isı emici alanı. Ana kartın ortak güç veri yoluna bağlanır

VCO

Mikro devre, 3 ... 6 GHz frekans aralığının sürekli kapsamını sağlayan dört ayrı 16 bantlı VCO birimi içerir. VCO'nun çalışması için, harici geri besleme filtresinin çıkışı, VCO çalışmasını kontrol eden TUNE girişine bağlanmalıdır. Kontrol voltajı, CP_OUT çıkışından gelen filtreden gelir (Şekil 3).

MAX2870, VCO voltaj ayar aralığını okumak için 3 bitlik bir ADC içerir. ADC değerleri kayıt 6, bit 22 ... 20'den okunabilir.

VCO ayar voltajı uygun aralığın dışındaysa bir kilit algılama sinyalinin görünebileceğini unutmayın.

Otomatik VCO

VCO otomatik seçim modu (VAS), VAS_SHDN = 0 bit (kayıt 3, bit 25) ayarlandığında etkinleştirilir. VAS_SHDN = 1 ise, VCO, VCO bitleri (kayıt 3, bit 31 ... 26) aracılığıyla manuel olarak ayarlanabilir. RETUNE biti (kayıt 3, bit 24), VCO otomatik seçim işlevini etkinleştirmek / devre dışı bırakmak için kullanılır. RETUNE = 1 ve ADC, VTUNE ayar voltajının 000 ile 111 arasında olduğunu tespit ederse, VAS işlevi otomatik ayarlamayı başlatır. RETUNE = 0 ise, bu fonksiyon devre dışı bırakılır.

Senkronizasyon frekansı fBS 50 kHz olmalıdır. BS bitleri tarafından belirlenir (kayıt 4, 19 ... 12). Gerekli BS değeri aşağıdaki formülle hesaplanır:

fPFD'nin faz dedektörü frekansı olduğu yerde. BS değeri en yakın tam sayıya yuvarlanmalıdır. Hesaplanan BS değeri 1023'ün üzerinde ise BS = 1023. fPFD 50 kHz'in altında ise BS = 1. VCO'yu doğru seçmek için gereken süre 10 / fBS'dir.

Faz ayarı

Ayarlanan frekans oluşturulduktan sonra, RF çıkışının fazı, P / M × 360 ° adımlarla ayrı olarak değiştirilebilir. Faz mutlak olarak belirlenemez, ancak mevcut değere göre değiştirilebilir.

Fazı değiştirmek için aşağıdakileri yapın:

çıkışta ayarlanan frekansı ayarlayın;
mevcut değere göre faz artışını ayarlayın P = M × (faz değişimi) / 360 °;
CDM = 10 olarak ayarlayarak faz değişimini etkinleştirin;
0'a ayarlayarak CDM'yi sıfırlayın.

sentezleyici MAX2871

Ultra geniş bant MAX2871 PLL ve entegre VCO ile hem tamsayı hem de kesirli frekans sentez modlarında çalışabilir. Harici bir referans üreteci ve döngü filtresi ile birlikte MAX2871, 0,235 ... 6 GHz aralığında çalışan yüksek performanslı, düşük gürültülü uygulamalarda kullanım bulur. MAX2871 ayrıca dört entegre VCO ve -4 ... 5 dBm'lik yazılım güç seviyesi kontrolüne sahip iki diferansiyel çıkış içerir. Her iki çıkış da yazılım veya donanım tarafından devre dışı bırakılabilir.

Mikro devre, minyatür bir 32 pimli QFN paketinde mevcuttur. MAX2870 ile tamamen değiştirilebilir. MAX2871, -40 ... 85 ° C sıcaklık aralığında çalışır. MAX2871'in işlevsel blok şeması, MAX2870'inkiyle aynıdır (Şekil 1). Ancak, MAX2871, farklı olan gelişmiş işlevlere sahiptir. azaltılmış seviye gürültü ve ± 3 ° C hassasiyete sahip 7 bit ADC'ye sahip yerleşik bir sıcaklık sensörü içerir.

VCO voltaj ayarı

MAX2870'deki 3 bitlik ADC'nin aksine, MAX2871 VCO voltajını okumak için 7 bitlik bir ADC kullanır ve kayıt 6, bit 22 ... 16 aracılığıyla okunabilir. Voltajı sayısallaştırmak için aşağıdakileri yapmanız gerekir:

CDIV bitlerini ayarlayın (kayıt 3, bitler 14 ... 3) = ADC için saat frekansını seçmek için fPFD / 100 kHz;
ADC'nin TUNE pinindeki voltajı okumasını sağlamak için ADCM bitlerini (kayıt 5, bit 5 ... 3) = 100 olarak ayarlayın;
ADC dönüştürme işlemini başlatmak için ADCS'yi (kayıt 5, bit 6) = 1 ayarlayın;
işlem tamamlanana kadar 100 μs bekleyin;
register 6 değerini okuyun. ADC değeri 22 ... 16 bitlerinde bulunur;
ADCM = 0 ve ADCS = 0 bitlerini temizleyin.

TUNE pinindeki voltaj aşağıdaki gibi hesaplanabilir:

Otomatik VCO

Kullanılacak VCO seçimi sırasında MAX2871 için ek seçenekler mevcuttur. VAS_TEMP biti (kayıt 3, bit 24), -40 ... 85 ° C aralığında senkronizasyon kararlılığını sağlamak için ortam sıcaklığına göre optimum VCO'yu seçmek için kullanılabilir. VCO seçimi sırasında, RFA_EN (kayıt 4, bit 5) ve RFB_EN (kayıt 4, bit 8) bitleri 0'a ayarlanmalıdır ve kayıt 5'in 30, 29 bitleri 11'e ayarlanmalıdır. VAS_TEMP = 1 ayarı süreyi uzatacaktır. referans frekansını yaklaşık 10 / fBS ile 100 ms arasında ayarlamak için gereklidir.

Sıcaklık sensörü

Kristalin sıcaklığını hesaplamak için, MAX2871, durumu kayıt 6'dan okunan 7 bitlik bir ADC'ye sahip yerleşik bir sıcaklık sensörüne sahiptir. VCO voltajının ayarlanması. İstisna ikinci noktadır:

ADC'nin sıcaklığı okumasını sağlamak için ADCM bitlerini (kayıt 5, bit 5 ... 3) = 001 ayarlayın.

Yaklaşık bir sıcaklık şu şekilde elde edilebilir:

Bu formül en çok VCO etkinleştirildiğinde ve RFOUTA'da tam güç çıkışındayken doğrudur.

RFOUTA ± ve RFOUTB ± çıkışları

CDIV (kayıt 3, bit 14 ... 3) 12 bitlik bölücü değer olduğunda, M (kayıt 1, bit 14 ... 3), kesirli dönüştürücü N için değişken faktördür ve fPFD, faz algılayıcı frekansıdır. .

PLL Takip Bozulması

Ayarlanan frekans senkronizasyonunun kararlılığını sağlamak için, Hızlı Kilitleme yöntemine ek olarak, MAX2871, CSM biti (kayıt 3, bit 18) 1'e ayarlanarak izin verilen Döngü Kayması azaltma özelliğine sahiptir. CP blok çıkışındaki kontrol şarjı pompalama akımı.

MAX2870 ile karşılaştırıldığında, MAX2871 ayrıca çıkış frekansı sinyalinin fazını ayarlamak için gelişmiş yeteneklere sahiptir.

sentezleyici MAX2880

Maxim Integrated sentezleyiciler serisindeki son model, MAX2880 harici bir VCO kullanan ve daha da geniş bir frekans aralığında çalışabilen bir PLL sistemi ile. Harici bir referans osilatörü, VCO ve filtre ile birlikte MAX2880, çıkışta 0,25 ... 12,4 GHz aralığında düşük gürültülü RF frekansları üretir. MAX2880, yerleşik bir sıcaklık sensörü kullanır. İki versiyonda mevcuttur: -40 ... 85 ° C genişletilmiş çalışma sıcaklığı aralığında çalışabilen 20 uçlu TQFN paketi ve 16 uçlu TSSOP paketi.

MAX2880'in blok şeması Şekil 4'te gösterilmektedir. Çalışma prensibi ve bir dizi bileşen, MAX2870 ve MAX2871'de kullanılanlara benzer. MAX2880, yüksek hassasiyetli düşük gürültülü faz dedektörü (PFD) ve hassas döngü filtresi kondansatör Şarj Pompası, 10 bit programlanabilir referans bölücü, 16 bit Tam Sayı N bölücü ve 12 bit değişken oranlı kesirli dönüştürücü içerir.

Yazma için beş ve okuma için bir kayıttan oluşan 3 telli bir kontrol arayüzü, referans frekansını REF girişinden bölmek için bir kanala sahip olan, daha önce düşünülmüş olana benzer. Ancak aynı zamanda, MAX2880'de yerleşik bir VCO ünitesi yoktur, ancak CP çıkışından kontrol edilen harici bir VCO kullanılır. MAX2880'i SHDN = 1'i (kayıt 3, bit 5) veya diğer MAX sentezleyicilerde olduğu gibi CE pinini düşük olarak ayarlayarak düşük güç moduna geçirebilirsiniz.

MAX2880 faz dedektörünün frekansı aşağıdaki formülle belirlenir:

Burada fREF giriş referans frekansıdır. DBR (kayıt 2, bit 20), giriş frekansı ikiye katlama modu fREF'i ayarlar. RDIV2 (kayıt 2, bit 21), fREF bölme modunu 2'ye ayarlar. R (kayıt 2, bit 19 ... 15), 5 bitlik programlanabilir referans bölücünün (1 ... 31) değeridir. Maksimum fPFD, Fraksiyonel-N için 105 MHz ve Tamsayı-N için 140 MHz'dir. RST (kayıt 3, bit 3) = 1 olduğunda R bölen temizlenir.

Harici VCO'nun frekansı aşağıdaki formülle belirlenir:

Burada N, kayıt 1'in 30 ... 27 (MSB) bitleri ve kayıt 0'ın (LSB) 26 ... 15 bitleri aracılığıyla programlanan 16 bitlik bölen N'nin (16 ... 65535) değeridir. M - kesirli katsayı değeri (2 ... 4095), kayıt 2'nin 14 ... 3 bitleri aracılığıyla programlanır. F - kayıt 0'ın 14 ... 3 bitleri aracılığıyla programlanan kesirli bölme değeri. Kesirli-N modunda, N'nin minimum değeri 19'dur ve maksimum değeri 4091'dir RST = 1 olduğunda (kayıt 3, bit 3) N bölen temizlenir. PRE - Giriş ön ölçekleyici kontrolü, burada 0, 1'e bölme anlamına gelir ve 1, 2'ye bölme anlamına gelir (kayıt 1, bit 25). Giriş frekansı 6,2 GHz'den yüksekse, PRE = 1.

RF girişleri

Diferansiyel RF girişleri (Tablo 3), 0.25 ... 6.2 GHz veya 6.2 ... 12.4 GHz iki frekans aralığından birini seçmek için çoğullayıcıyı kontrol eden yüksek empedans giriş arabelleklerine bağlanır. Üst aralıkta çalışmak için, PRE bit = 1 ayarlanarak seçilen 2'lik bir ön ölçekleyici kullanılır. Tek kanallı bir versiyonda çalışırken, kullanılmayan RF girişi 100 pF kapasitör aracılığıyla ortak çıkışa bağlanır.

MAX2880 anahtarlama devresinin olası bir çeşidi Şekil 5'te gösterilmektedir.

Tablo 3. MAX2880 pinlerinin atanması

Çıktı	İsim	İşlev
1	GND_CP	Şarj pompası jeneratörü için genel sonuç. Ana kartın ortak veri yoluna bağlanır
2	GND_SD	Sigma-delta modülatörü için genel sonuç. Ana kartın ortak veri yoluna bağlanır
3	GND_PLL	PLL'nin genel sonucu. Ana kartın ortak veri yoluna bağlanır
4	RFINP	Ön ölçekleyici için RF pozitif girişi. Kullanılmıyorsa, bir kondansatör vasıtasıyla ortak terminale bağlanır.
5	RFINN	Ön ölçekleyici için negatif RF girişi. Bir kapasitör aracılığıyla VCO'nun çıkışına bağlanır
6	VCC_PPL	PLL güç kaynağı
7	VCC_REF	REF kanal güç kaynağı
8	REF	Frekans referans girişi
9,1	GND	Kart üzerindeki güç kaynağının ortak terminaline bağlanır
11	CE	çip seçimi. Bu pin üzerinde düşük bir mantık seviyesi cihazın gücünü kapatır.
12	CLK	Seri senkronizasyon girişi
13	VERİ	Seri veri girişi
14	LE	Etkinleştirme Girişini Yükle
15	MUX	Çoklanmış veri girişi / çıkışı
16	VCC_RF	RF çıkışı ve bölücüler için güç kaynağı
17	VCC_SD	sigma-delta modülatörü için güç kaynağı
18	VCP	Şarj pompası güç kaynağı
19	RSET	Şarj pompası girişi akım aralığı girişi
20	KP	Şarj pompası çıkışı. Harici filtre girişine bağlanır
–	EP	Isı emici alanı. Ana kartın ortak güç kablosunun veri yoluna bağlanır

Geliştirme Araçları: Demo Panoları ve Yazılım

Maxim Integrated donanım ve yazılım araçları, geliştirme sürecini önemli ölçüde basitleştirebilir ve yeni çözümler için uygulama süresini kısaltabilir.

MAX2870 / MAX2871 Değerlendirme Kiti Kartları

Demo Panoları MAX2870 / MAX2871(Şekil 6) MAX2870 ve MAX2871 sentezleyicilerin test edilmesini ve değerlendirilmesini kolaylaştırır. Her kart, giriş sinyali kaynakları, 50 ohm sonlandırmalar, sinyal veya spektrum analizörleri için standart SMA konektörleriyle donatılmıştır. Önceden yüklenmiş özel yazılıma sahip bir bilgisayara bağlantı için bir USB konektörü vardır.

Değerlendirme kurulları ile çalışırken yapılacak işlemlerin sırası aşağıdaki gibidir.

www.maximintegrated.com/evkitsoftware adresinden yazılımı indirin;
bu yazılımı paketinden çıkarın ve kurun (Şekil 7);
MAX287x.exe dosyasını başlattıktan sonra, mikro devre tipini (MAX2870 veya MAX2871) seçin ve “Devam” düğmesine basın. Ekranda çalışan bir grafik arayüz belirecektir;
çalışma ekranının sağ alt köşesindeki yeşil dikdörtgenden USB kablo bağlantısını kontrol edin;
kartın TCXO frekansının (U2) yazılımın REF.FREQ ile eşleştiğinden emin olun. Değilse, gerekli değeri MHz (varsayılan olarak 50) olarak girin ve “Enter” tuşuna basın;
“Varsayılanlar” düğmelerine ve ardından çalışma ekranının üst kısmında bulunan “Tümünü Gönder” düğmesine basın;
RF_OUTA veya RF_OUTB penceresine MHz cinsinden gerekli çıkış frekansı değerini girin ve “Enter” tuşuna basın;
sol alt köşedeki PLL Lock göstergesinin yeşil olduğundan emin olun.

MAX2870 veya MAX2871'in performansını değerlendirmek için bir sinyal analizörü kullanın. Varsayılan, harici bir 50 MHz frekans referansıdır. Ancak programlanabilir registerlerdeki değerleri buna göre değiştirdikten sonra diğer değerleri kullanabilirsiniz.

Çıkış sinyali seviyesi

Kullanılmayan çıkışları yük dengelemek için 3dB zayıflatıcılar kullanırlar. Böylece değerlendirme kartının (SMA konnektörleri) çıkışlarında ölçülen güç, gerçek seviyenin 3 dB altına düşer. Gerçek çıkış seviyesini ölçmek için, zayıflatıcıları çıkarın ve tüm aktif, kullanılmayan çıkışları 50 ohm'a bağlayın.

Kayıt ayarlarının dışa / içe aktarılması

MAX2870 / MAX2871'den kayıt ayarlarını dışa aktarmak için şu adımları izleyin:

fare ile çalışma ekranının sol alt köşesindeki “Reg → Clip” yazısını seçin, ardından kayıtların değerleri panoya kaydedilecektir;
panonun içeriğini herhangi bir test düzenleyicisine yapıştırın.
MAX2870 / MAX2871 kayıtları için ayarları içe aktarmak için şu adımları izleyin:
kayıt ayarlarını (virgülle ayrılmış) bir metin düzenleyiciden panoya kopyalayın;
fare ile çalışma ekranının sol alt köşesindeki “Klip → Kayıt” yazısını seçin;
ana ekranın sağ üst köşesindeki "Tümünü Gönder" düğmesini tıklayın.

MAX2880 Değerlendirme Kiti Kartı

MAX2880 için değerlendirme panosu, doğrudan geniş bantlı bir PLL frekans sentezleyicinin yanı sıra harici bir 5840 ... 6040 MHz VCO, 50 MHz sıcaklık telafili kristal osilatör (TCXO), bir pasif geri besleme filtresi ve düşük bırakma düzenleyicileri içerir.

Yazılım, XP sürümünden başlayarak Windows çalıştıran bilgisayarlarda çalışır.

Ek olarak, MAX2880 Değerlendirme Kiti için bir Maxim INTF-3000-USB arabirim kartı, arabirim ve değerlendirme kartları arasında iletişim için 20 telli bir şerit kablo gerekir. Değerlendirme kartını bir bilgisayara bağlamak için, bir USB Tip A - Tip B kablosu gereklidir.Değerlendirme kartı ayrıca harici bir 6V / 150mA güç kaynağı gerektirir.

Bağlantı şeması Şekil 8'de, kartların kendileri Şekil 9'da gösterilmiştir.

Çalıştırma yazılımı www.maximintegrated.com adresinden indirilir. Kurulum ve çalıştırma, MAX2870 / MAX2871 Değerlendirme Kiti için açıklananla aynıdır. Programın çalışma ekranı Şekil 10 da gösterilmiştir.

Çözüm

Maxim Integrated'in MAX2870, MAX2871 ve MAX2880 frekans sentezleyicileri, genişletilmiş RF bant genişliği sağlar ve çok çeşitli telekomünikasyon, navigasyon ve ölçüm ekipmanlarında yüksek kaliteli mikrodalga kaynaklarında kullanılabilir.

Şirket tarafından sunulan demo panoları ve özel yazılımlar, yeni teknoloji örneklerinin geliştirilmesi, özelleştirilmesi ve uygulanması sürecini hızlandırabilir.

Edebiyat

https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2870.pdf.
https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2871.pdf.
https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2880.pdf.
https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2870EVKIT.pdf.
https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2880EVKIT.pdf.

ve - düşük gürültülü diferansiyel op amper

MAX44205 ve MAX44206şirketin üretimi Maxim entegre Düşük gürültülü tam diferansiyel işlemsel yükselteçler gibi hassas yüksek hızlı 16/18/20 bit A/D dönüştürücüler ile çalışmak üzere tasarlanmıştır.
Eşsiz bir özellik kombinasyonu, geniş bir besleme voltajı aralığı (2,7 ... 13,2 V), düşük güç tüketimi ve geniş bant genişliği, bunların yüksek performanslı düşük güçlü veri toplama sistemlerinde kullanılmasına izin verir.
Her iki amplifikatör de VCOM pini aracılığıyla, bazı durumlarda ölçüm kanalının devresini büyük ölçüde basitleştiren ve çıkış sinyalinin DC bileşenini ADC gereksinimlerine göre normalleştiren ortak mod çıkış voltajını kontrol etmenize izin verir.
MAX44205, amplifikatörün besleme voltajı dönüştürücünün maksimum giriş voltajından yüksek olduğunda çıkış voltajını ADC tam ölçeği içinde sınırlayan isteğe bağlı bir çıkış voltajı sınırlama özelliğine sahiptir.
Düşük güç modunda, amplifikatörler yalnızca 6,8 μA akım çeker, bu da bağımsız ölçüm sistemlerinde pil ömrünü uzatır veya ölçümler arasında genel sistem güç tüketimini azaltır.
Amplifikatörler minyatür ancak kolay lehimlenen 12 pinli µMAX® ve 10 pinli TDFN paketlerinde mevcuttur. Çalışma sıcaklığı aralığı -40 ... 125 ° C
Amplifikatörlerin parametrelerini değerlendirmek için bir demo kartı geliştirilmiştir. MAX44205EVKIT #... Ayrıca MAX44205, demo kartında bir ADC sürücüsü olarak kullanılır. MAX11905DIFEVKIT #.
Önerilen Amplifikatör Uygulamaları:

aktif filtreler;
yüksek hızlı proses kontrol sistemleri;
Tıbbi malzeme;
ortak mod sinyallerinin diferansiyele dönüştürülmesi;
diferansiyel sinyal işleme.

Babkovsky A.P., Seleznev N.E. Yu.E. Sedakova GSP-486, N. Novgorod - 603950, Rusya tel.: 8312-666202, dahili 295, e-posta: [e-posta korumalı]

Özet - Tek çipli fazlı otomatik frekans kontrol çipine dayalı basit bir C-bant mikrodalga sentezleyici tasarımı üzerine yapılan çalışmaların sonuçları sunulmuştur.

I.Giriş

Yansıyan sinyallerin Doppler işlemesi ile kısa menzilli radar cihazlarında çalışma frekanslarında milimetre dalga boyu aralığına bir artış, yayılan salınımların kararlılığında önemli bir artış gerektirir.

Cihazın verimliliğini en üst düzeye çıkarmak için desimetre frekans aralığındaki ara frekanslarda Doppler kaymasının ölçülmesine dayanan sinyal işleme devrelerinin kullanılması, verici ve alıcı yolunda uyumlu jeneratörlerin kullanılmasını gerektirir.

Şu anda, bu tür milimetre-dalga sistemleri için tutarlı sinyaller elde etmenin en uygun yolu, santimetre-frekans aralığında frekans sentezleyicileri kullanmak ve ardından bunları çoğaltmak ve yükseltmektir.

Kural olarak, bu tür sentezleyiciler, karıştırıcılar, bölücüler ve frekans çarpanları kullanan çok döngülü devrelere göre inşa edilir.

Ancak, içinde son yıllar faz kilitli döngüye (PLL) sahip tek çipli sentezleyicilerin üst çalışma frekansı, C-bandının ortasına yükseldi.

Şu anda Skyworks ve Analog Devices, bu frekans aralığı için tek çipli PLL sentezleyicilerin üretiminde liderdir.

Rusya elektronik bileşenler pazarında, Skyworks Inc.'in ürünleri. Şirket tarafından temsil edilmektedir: LLC "Radiocomp", Moskova.

1993 yılından bu yana, Analog Devices ile doğrudan bir lisans anlaşması imzaladıktan sonra, Moskova'daki ZAO Argussoft Company, düzenli olarak güncellemekte ve geliştiricilere eksiksiz bir bileşen ve hata ayıklama cihazı yelpazesi sunmaktadır.

Moskova, MEI Electronic Components şirketi, geliştiricilere farklı üreticilerin PLL mikro devre sentezleyicilerinin kullanımı hakkında ayrıntılı materyaller sağlıyor.

PLL sentezleyicilerin üst çalışma frekansını C-bant frekanslarına yükseltmek, yapı olarak oldukça basit olan tek döngülü sentezleyiciler oluşturmayı mümkün kıldı.

Bazı durumlarda, bir ana osilatör (MO) ve yerel osilatörlerin oluşturulmasına yönelik böyle bir yaklaşım, teknik, kütle boyutlu ve ekonomik göstergeler açısından daha avantajlıdır.

C-bandında çalışan bazı PLL sentezleyici mikro devrelerinin ana parametreleri Tablo 1'de gösterilmektedir.

Sekme. 1. PLL sentezleyici mikro devrelerinin karşılaştırmalı özellikleri.

Tablo 1. PLL sentezleyicilerin IC'lerinin karşılaştırma özellikleri

II. Ana bölüm

Bir ZG'nin ve tek döngülü bir frekans sentezleyiciye dayalı bu tip bir yerel osilatörün işlevsel bir diyagramı Şekil 1'de gösterilmektedir.

1. Sentezleyici blok şeması.

İncir. 1 Sentezleyici blok şeması

nerede Ref. Gen. - hassas düşük gürültülü referans kristal osilatör GK62-TS, pS - mikrodenetleyici, PLL IC - sentezleyici mikro devre, LPF - alçak geçiren filtre, Ölçekleme yükselticisi - ölçekleme işlemsel yükseltici, Dielektrik Rezonatör VCO - dielektrik tabanlı voltaj kontrollü osilatör (VCO) rezonatör, İzolatör - Mikrodalga valf, Yönlü Kuplör - yönlü kuplör.

Mikrodalga sentezleyicilerin geliştirilmesindeki kendi deneyimimiz ve çeşitli PLL sentezleyici mikro devrelerinin incelenmesinin sonuçları dikkate alınarak, MO ve yerel osilatörün geliştirilmesi için Skyworks Inc.'in kesirli değişken bölme oranına sahip CX72302 mikro devresi seçildi. ...

СХ72302 mikro devresinin ana özellikleri:

■ ana kanalın maksimum çıkış frekansı - 6.1 GHz;

■ yardımcı - 1000 MHz;

■ çalışan ICPD'yi sınırlama - 25 MHz;

■ 100 µs'den fazla olmayan garantili frekans değiştirme süresi;

■ kendi kendine gürültü seviyesi -128 dB / Hz;

■ 400 Hz'den az frekans adımı.

СХ72302 kullanımı yeterli

bir darbeli faz-frekans dedektörünün (PFD) yüksek çalışma frekansı F = 16.384 MHz, yüksek derecede taneciklilik nedeniyle 250 Hz'lik bir frekans ayarlama adımı elde etmek için (262144). ICPD'nin çalışma frekansındaki bir artış, PLL döngüsünün frekans çarpma faktöründe bir azalmaya ve sinyalin gürültü parametrelerinde bir iyileşmeye yol açar.

Çıkış sinyalindeki gürültü seviyesini azaltmak için yüksek Q dielektrik rezonatöre (DR) sahip bir jeneratör kullanılır. Böyle bir jeneratörde doğrusal frekans ayarı, DR'ye zayıf bir şekilde bağlanmış bir ZA627A-6 varikap kullanılarak gerçekleştirilir. 2T963A-2 transistörünün kullanılması, jeneratörün 50 mW'lık bir çıkış gücünün elde edilmesini mümkün kılar.

VCO çıkışından gelen mikrodalga sinyali, bir geçit ve bir yönlü kuplör aracılığıyla frekans sentezleyicinin çıkışına beslenir (çıkış gücü + 15dBm - yaklaşık 30 mW'dir). Yönlü kuplörden (25 dB geçiş zayıflaması) gelen gücün bir kısmı PLL girişine yönlendirilir.

PLL'nin geri besleme döngüsündeki alçak geçiren filtrenin parametreleri National Semiconductor firmasının yöntemine göre hesaplanmıştır. Math-CAD2000 programında PLL döngüsünün çalışması simüle edilmiş ve çalışma frekans aralığındaki kararlılığı kontrol edilmiştir.

C-bandının ortasındaki sentezleyicinin çıkış frekanslarında, PLL döngüsünün frekans çarpma faktörü 380'e ulaşır (faz dedektörünün çalışma frekansı 16 MHz'dir). Referans kristal osilatör GK-62TS- faz gürültüsünün spektral yoğunluğu

0 eksi (145 - 155) dB / Hz'dir. PLL mikro devresinin faz gürültüsünün spektral yoğunluğu 128 dB / Hz'dir. Bu nedenle, üretilen sinyalin faz gürültüsünün spektral yoğunluğu mikro devre tarafından belirlenir ve

UV = -128+ 20 log 380 = -77 dB/Hz.

Sentezleyicinin çıkış frekansı, bir Atmel AT90S8515-8PI mikro denetleyici tarafından kontrol edilir. Geçici süreci hızlandırmak için frekansların değiştirilmesi, faz dedektörünün maksimum akımında gerçekleştirilir. Belirli bir frekansı yakaladıktan sonra, faz dedektör akımı nominal seviyeye düşer, bu da sentezleyici çıkış sinyali spektrumunda faz dedektörü karşılaştırma frekansı ile ayrık bileşenin seviyesinde bir azalmaya yol açar. Sentezleyiciyi değiştirdikten sonra, mikro denetleyici, devrenin dijital kısmından gelen gürültüyü azaltmak için kristal osilatörü kapalıyken "uyku" moduna geçer.

Yapısal olarak, sentezleyici, sert koaksiyel kablolarla birbirine bağlanan bir dizi ayrı ünite şeklinde yapılır. PLL mikro devresi ve beraberindeki çember için, 0,8 mm kalınlığında FR-4 cam elyafından yapılmış bir baskılı devre kartı kullanıldı. Nispeten yüksek çalışma frekansına rağmen, ucuz bir malzemeden yapılmış bir alt tabakanın kullanımı oldukça haklıdır.

III. Deney

Frekans sentezleyicinin gürültü parametrelerinin deneysel çalışmaları, НР3048А faz gürültüsünün spektral yoğunluğunu belirlemek için cihaz kullanılarak gerçekleştirildi.

Taşıyıcıdan büyük sapmalarda kabul edilen basit tek döngülü frekans sentezleyicinin faz gürültüsünün spektral yoğunluğu:

10 kHz -92 dB/Hz;

100 kHz -117 dB/Hz.

Varikap'ın dielektrik rezonatör ile zayıf bağlantısı nedeniyle, sentezleyicinin oldukça iyi gürültü parametreleri elde etmek mümkün oldu, ancak varikap üzerindeki kontrol voltajı 1'den 25 V'a değiştirildiğinde ayar bandı 50 MHz'i geçmiyor.

Sentezleyicinin çalışma frekans aralığını genişletmek için YIG'ye dayalı kontrollü bir jeneratör kullanabilirsiniz. Ancak bu, frekans kontrol devresinin değiştirilmesini gerektirecektir.

IV. Çözüm

PLL'nin geri besleme döngüsünde kesirli bir bölme faktörüne sahip tek çipli bir mikro devrenin kullanılması, bir frekans ile PLL mikro devresinin üst çalışma frekansına kadar çıkış frekanslarına sahip tek döngülü bir devreye göre kompakt frekans sentezleyicilerin tasarlanmasına izin verir. 400 Hz'den daha az tek döngülü bir sistemde ayarlama adımı ve kabul edilebilir bir spektral faz gürültüsü yoğunluğu seviyesi ...

V. Referanslar

Yabancı üreticilerin HF ve SHF Radyo bileşenleri. Fiyat listesi. Sayı 5.M. 2004.

www.argussoft.ru

"MEI Elektronik Bileşenler" Summer'2004.

RF / mikrodalga bileşenleri, elektromekanik, güç cihazları. Elektronik katalog 2004

Babkovsky A.P. Milimetre dalga seviyesi göstergesinin bir referans sinyali birimi için QUALCOMM ve Mini-Circuits tarafından mikro devrelere dayalı PLL sentezleyicileri tasarlama deneyimi. - Kitapta. "8. Uluslararası Kırım Konferansı" Mikrodalga Mühendisliği ve Haberleşme Teknolojileri ". Konferans tutanakları ”[Sivastopol, 14-17 Eylül. 1998]. Sivastopol: Weber, 1998, cilt 2, s. 667-668.

Babkovsky A.P., Seleznev N.E. Hybrid PLL / DDS frekans sentezleyicileri. - Kitapta. "11. Uluslararası Kırım Konferansı" Mikrodalga Mühendisliği ve İletişim Teknolojileri ". Konferans tutanakları ”[Sivastopol, 10-14 Eylül. 2001]. Sivastopol: Weber, 2001, s. 112-114.

A.P. Babkovsky, N. Ye. Seleznev Küçük bir frekans ayarlama adımına sahip hızlı oktav mikrodalga sentezleyici. - Kitapta. "13. Uluslararası Kırım Konferansı" Mikrodalga Mühendisliği ve İletişim Teknolojileri ". Konferans materyalleri ”[Sivastopol, 8-12 Eylül. 2003]. Sivastopol: Weber, 2003, s. 136-138.

www.skyworksinc.com

ULTRA İNCE FREKANS ADIMLI C-BANT İÇİN TEK LOOP SENTEZİZATÖR

Babkovski A., Seleznev N.

Federal Devlete Ait Üniter İşletme Ölçüm Sistemleri Araştırma Enstitüsü, Yu. Evet. Sedakov GSP-486, Nizhny Novgorod - 603950, Rusya e-posta: [e-posta korumalı]

Özet - Bu yazıda ele alınan tek döngü PLL temelinde C-bant basit frekans sentezleyici tasarımının sonuçlarıdır.

Kısa menzilli bir Doppler radarının çalışma frekanslarının MM bandına kadar yükselmesi, iletilen sinyal kararlılığında büyük bir iyileştirme gerektirir.

Sinyal işleme prensibi, ara frekansta (UHF aralığında) yansıyan sinyaller Doppler frekans ölçümüne dayanmaktadır. Bu nedenle, verici zinciri uyarıcısı ve alıcı yerel osilatörü (LO) uyumlu olmalıdır.

Şu anda tutarlı sinyal üretiminde en çok tercih edilen yaklaşım, çoğaltıcılar ve yükselticilerle birlikte C-bant frekans sentezleyicilerinin kullanılmasıdır.

Sıklıkla bu sentezleyiciler, frekans karıştırıcılar, bölücüler ve çoğaltıcılar ile bağlantılı olarak çoklu döngü şeması kullanılarak tasarlanır.

Son yıllarda PLL IC'nin üst çalışma frekansı C-bandına kadar yükseltildi. Şimdi bu frekans bandı için PLL IC'lerin lider üreticileri Skyworks ve Analog Devices. IC çalışma frekansının arttırılması, basit C-bant tek döngülü frekans sentezleyicilerinin tasarlanmasına izin verir.

Bazı durumlarda bu yaklaşım daha çok tercih edilebilir.

Tek döngülü PLL bazında verici uyarıcının blok şeması Şekil 1'de gösterilmektedir. Sentezleyici tasarımındaki becerilerimiz dikkate alınarak, uyarıcı ve LO tasarımı için Skyworks CX72302 Fractional-N PLL IC seçildi. Daha fazla ayrıntı için www.skyworksinc.com web sitesini ziyaret edin.

CX72302 kullanarak, yüksek dereceli fraksiyonellik, 2 18 nedeniyle sadece faz dedektörü karşılaştırma frekans değeri 16.384MHz ile 250Hz frekans adımı elde edebiliriz. Yüksek faz dedektör frekansı, ana bölücü değeri N'nin azalmasına ve gürültü parametrelerinin iyileşmesine yol açar.

Yüksek Q dielektrik rezonatör osilatörü (DRO), PLL geçiş bandından daha iyi gürültü performansı elde etmek için kullanılır. Doğrusal frekans taraması, DR ile zayıf bağlantıya sahip bir varikap kullanılarak gerçekleştirilir. DRO jeneratörünün çıkış gücü 50 mW'dir.

Sinyal, yalıtkan ve yönlü kuplörden sentezleyici çıkışına geçer (çıkış gücü + 15dBm - yaklaşık 30 mW). Yönlü kuplörün bağlı portundan gelen gücün bir kısmı PLL IC girişine yönlendirilir.

Döngü filtre bileşenleri, National Semiconductor tarafından önerilen yöntemlerle hesaplandı. Döngü stabilite analizi MathCAD 2000'de değerlendirildi.

Ana döngü bölme oranı, yaklaşık 6GHz frekanslarında 380'e (faz dedektör frekansı 16 MHz) kadar artırılır. PLL IC'nin faz gürültüsü spektral yoğunluğu -128 dB/Hz'dir. Böylece referans jeneratörün faz gürültüsü (-145 ... -155 dB/Hz) ve -77dB/Hz'e eşit olmasına rağmen PLL geçiş bandındaki faz gürültüsü spektral yoğunluğu PLL IC gürültüsü tarafından belirlenir.

Sentezleyici çıkış frekansının kontrolü Atmel AT90S8515-8PI mikrodenetleyici tarafından gerçekleştirilir. Frekans değiştirme süresini en aza indirmek için şarj pompası akımı maksimum değerine yükseltilir. Kilitlendikten sonra şarj pompası akımı nominal değere getirilir ve mikrodenetleyici uyku moduna alınır ve saat üreteci kapanır. Bu, dijital devrenin çıkış spektrumundaki gürültünün bastırılmasına izin verir.

Sentezleyici çıkış sinyalinin gürültü parametreleri, HP3048A test seti ile ölçülmüştür.

Taşıyıcıdan ofsetler içinde test edilen tek döngülü PLL sentezleyicinin faz gürültüsü tabanı:

Frekans ofseti Faz gürültüsü tabanı

10 kHz -92 dB/Hz

100 kHz -117 dB/Hz

Ayarlı jeneratördeki varikap ve dielektrik rezonatör arasındaki zayıf bağlantı, oldukça iyi gürültü parametreleri sağlar, ancak sentezlenen frekans bandı çok dardır (1 ila 25 volt varikap ayarlama aralığında yaklaşık 50 MHz).

Sentezlenen frekans bandını genişletmek için YIG ayarlı osilatör kullanmak mümkündür. Ancak bu durumda frekans ayarlama devresi değiştirilmelidir.

Tek çipli Fraksiyonel-N PLL, frekans adımı 400 Hz'den az ve kabul edilebilir faz gürültü seviyesi ile maksimum çalışma PLL IC frekansına kadar olan frekanslar için küçük boyutlu tek döngülü frekans sentezleyicileri oluşturmaya izin verir.

RU 2580068 patentinin sahipleri:

Buluş radyo mühendisliği ile ilgilidir ve mikrodalga frekans aralığının verici ve alıcı cihazlarında kullanılabilir. Teknik sonuç, giriş mikrodalga sinyalinin frekansını ayarlarken kararlı çalışmayı arttırmaktır. Mikrodalga frekans sentezleyici, voltaj kontrollü bir mikrodalga üreteci (VCO), bir yönlü kuplör, bir mikrodalga karıştırıcı, bir mikrodalga giriş sinyali kaynağı, değişken bölme faktörlü bir birinci frekans bölücü, bir frekans-faz detektörü, bir ikinci frekans bölücü içerir. değişken bir bölme faktörü, bir referans sinyal kaynağı, bir düşük frekans filtresi, bir faz karşılaştırıcı, bir bekleyen multivibratör, iki diyot ve bir işlemsel yükselteç ile. 4 hasta.

Buluş radyo mühendisliği ile, yani mikrodalganın geniş aralıklı faz kilitli döngüsünde (PLL) yer alan mikrodalga voltaj kontrollü jeneratörün (VCO) frekansının ön, başlangıç ayarına sahip geniş aralıklı mikrodalga frekans sentezleyicileri ile ilgilidir. frekans sentezleyici ve mikrodalga frekans aralığının alıcı cihazlarında kullanılabilir ...

Aktif frekans sentezi için, sentezlenen frekansların salınımlarının filtrelenmesinin, faz kilitli bir döngü şeklinde aktif bir filtre kullanılarak gerçekleştirildiği bilinen sistemler. Bu durumda, sinyal frekansı, örneğin, referans jeneratörün frekansı ve voltaj kontrollü mikrodalga jeneratörünün (VCO) kendi kendini ayarlama voltajı ile karşılaştırıldığı düşük frekans aralığına bölünerek dönüştürülür. ) oluşturuldu. Aktif sentez sistemleri, sahte spektral bileşenlerin ve taşıyıcı faz gürültüsünün daha yüksek oranda reddedilmesini sağlar. Bununla birlikte, bu şemada, VCO'nun yüksek frekans bölme oranı nedeniyle, sentezleyici çıkış sinyalinin düşük bir gürültü seviyesini elde etmek imkansızdır.

Mevcut buluşun bir prototipi olarak seçilen bir PLL döngüsü ile aktif sentez ilkesini uygulayan bilinen mikrodalga frekans sentezleyici. Mikrodalga frekans sentezleyici, çıkışı yönlü bir kuplör aracılığıyla mikrodalga frekans sentezleyicinin çıkışına ve ikinci girişi kaynağın çıkışına bağlı olan mikrodalga karıştırıcının ilk girişine bağlanan bir mikrodalga VCO içerir. Mikrodalganın f frekansı ile giriş mikrodalga sinyalinin çıkışı, mikrodalga karıştırıcının çıkışı, çıkışı birinci girişe bağlı olan değişken bir bölme faktörü n ile birinci frekans bölücünün (DF) girişine bağlanır. frekans-faz dedektörünün (PFD), frekans-faz dedektörünün ikinci girişi, girişi referans sinyalinin kaynağına bağlı olan değişken bölme faktörü m ile ikinci frekans bölücünün çıkışına bağlanır. f OP frekansı ve düşük geçişli bir filtre (LPF) aracılığıyla frekans-faz dedektörünün çıkışı mikrodalga VCO'nun girişine bağlanır. Bu durumda, yönlü kuplör, karıştırıcı, birinci frekans bölücü, PFD ve LPF bir PLL döngüsü oluşturur.

Bilinen mikrodalga frekans sentezleyici, bir frekansa sahip bir giriş mikrodalga sinyali olarak kullanıldığında birinci frekans bölücünün bölme oranını azaltarak bir f MF frekansına sahip mikrodalga frekans sentezleyicisinin çıkış sinyalinin düşük bir faz gürültüsü seviyesinin elde edilmesini mümkün kılar. f Düşük düzeyde faz gürültüsü olan bir mikrodalga sinyali girişi. Ek olarak, birinci frekans bölücünün bölme oranını azaltmak, PLL döngüsünün kazancını artırmanıza olanak tanır. Böyle bir şemada mikrodalgadaki f girdi mikrodalga sinyalinin frekansı mikrodalga> f orta aralıktaki f koşulundan seçildiğinden, mikrodalga frekans sentezleyicisinin PLL döngüsünün kazancının sabit bir değerini korumak için, PLL döngü kontrol bantlarını korumak için mikrodalga VCO'nun frekans ayarının eğimini değiştirerek birinci frekans bölücünün bölme faktöründeki değişikliği telafi edin.

Bununla birlikte, UHF VCO'nun f VCO frekansının kaymaları 2 f IF'den fazlaysa (burada UHF -f VCO'da ara frekans f IF = f), o zaman bu mikrodalga frekans sentezleyicide faz senkronizasyon hataları olacaktır, bu, sentezleyicinin performansının kaybına yol açacaktır.

Ek olarak, bilinen mikrodalga frekans sentezleyicisi, yalnızca mikrodalganın sabit frekanslı f girişine sahip giriş mikrodalga sinyali mikrodalga karıştırıcının ikinci girişine beslendiğinde çalışır. Mikrodalga karıştırıcının bu girişine 2 f IF'ye eşit veya daha büyük bir bantta değişken (ayarlanabilir) bir mikrodalga frekansı f girişine sahip bir mikrodalga giriş sinyali verildiğinde, mikrodalga frekans sentezleyicide faz senkronizasyon bozuklukları da meydana gelebilir.

Mevcut buluşun teknik sorunu, düşük bir faz gürültüsü seviyesine ve çıkış sinyali f MF sentezleyicisinin kısa bir frekans ayarlama süresine sahip geniş aralıklı bir mikrodalga frekans sentezleyici yaratmaktır, bu da değiştirme (ayarlama) sırasında faz senkronizasyonu ihlallerinin olmamasını sağlar. giriş mikrodalga sinyalinin frekansı f giriş mikrodalga, mikrodalga -f VCO'da f IF = f olduğu yerde, ara frekans sinyali f IF'nin iki katına eşit veya bundan daha büyük bir bantta ve ayrıca faz senkronizasyonunun korunmasının sağlanması VCO'nun mikrodalga sinyalinin frekansı f VCO 2 f IF'den fazla olduğunda.

Teknik sonuç, PLL döngüsündeki geçici süreçlerin neden olduğu faz senkronizasyonu ihlallerini önlemek ve mikrodalga giriş mikrodalga sinyalinin frekans f girişinin ayarlanması da dahil olmak üzere çalışma sırasında mikrodalga frekans sentezleyicinin kararlı çalışmasını sağlamaktır.

Teknik çözümün özü, önerilen mikrodalga frekans sentezleyicisinin, çıkışı yönlü bir kuplörün girişine bağlı olan ve ilk çıkışının çıkışı olan voltaj kontrollü bir mikrodalga jeneratörü (VCO) içermesi gerçeğinde yatmaktadır. mikrodalga frekans sentezleyici ve yönlü kuplörün ikinci çıkışı, mikrodalga karıştırıcının ilk girişine bağlanır, mikrodalga karıştırıcının ikinci girişi, giriş mikrodalga sinyalinin kaynağının çıkışına, mikrodalga karıştırıcının çıkışına bağlanır çıkışı frekans-faz dedektörünün birinci girişine bağlı olan değişken bölme oranlı birinci frekans bölücünün girişine bağlanır, frekans-faz dedektörünün ikinci girişi ikincinin çıkışına bağlanır Girişi referans sinyal kaynağının çıkışına bağlı olan değişken bölme oranlı frekans bölücü ve frekans-faz detektörü ile mikrodalga VCO arasına bir alçak geçiren filtre dahildir. Mikrodalga frekans sentezleyici ayrıca bir faz karşılaştırıcı, bir bekleyen multivibratör, iki diyot ve bir işlemsel yükseltici içerir. Bu durumda, frekans-faz detektörünün birinci ve ikinci çıkışları, çıkışı mikrodalga VCO'nun girişine bağlı olan işlemsel yükselticinin birinci ve ikinci girişlerine sırasıyla bağlanır ve alçak geçiren filtre, işlemsel yükselticinin ilk girişi ile çıkışı arasına bağlandığında, faz karşılaştırıcının birinci girişi, birincisinin çıkışına, değişken bölme oranlı bir frekans bölücünün ve bir frekans-faz detektörünün birinci girişi, ikinci girişin çıkışına bağlanır. Bir faz karşılaştırıcının değişken bölme oranına sahip ikinci bir frekans bölücünün çıkışına ve bir frekans-faz detektörünün ikinci bir girişine bağlanır, bir faz karşılaştırıcının çıkışı bekleyen bir multivibratörün bir girişine bağlanır, birinci çıkış Birinci diyot üzerinden frekans-faz dedektörünün birinci çıkışına ve işlemsel yükselticinin birinci girişi ile bağlanan bekleyen bir multivibratörün, bekleyen multivibratörün ikinci çıkışı, ikinci diyot aracılığıyla frekansın ikinci çıkışına bağlanır. faz dedektörü ve işlemsel yükselticinin ikinci girişi ile. Ayrıca, mikrodalga VCO, yönlü kuplör, mikrodalga karıştırıcı, birinci frekans bölücü, frekans-faz dedektörü, işlemsel yükselteç ve alçak geçiren filtre bir faz kilitli döngü (PLL) oluştururken, birinci ve ikinci diyotlar birbirine karşı açılır. ) koşulu altında: τ m> τ PLL, burada TM, bekleyen multivibratörün salınım periyodudur, τ PLL, faz kilitli döngüde senkronizasyon kurma zamanıdır.

Mikrodalga sentezleyicinin devresine çıkışta iki zıt bağlı diyotlu bir faz karşılaştırıcı ve bekleyen bir multivibratörün dahil edilmesi, PLL döngüsündeki faz senkronizasyonu bozulduğunda mikrodalga VCO sinyalinin f VCO frekansını önceden ayarlamayı mümkün kılar, mikrodalga giriş mikrodalga sinyalinin f girişi frekansını değiştirirken veya mikrodalga VCO sinyalinin f VCO frekansını değiştirirken meydana gelir, örneğin mikrodalga sentezleyici açıldığında, faz senkronizasyonunun hızlı bir şekilde geri kazanılmasını sağlar ve kararlılığı artırır. mikrodalga frekans sentezleyici Bu durumda, PLL döngüsünün geri yüklenmesinden sonra, bekleyen multivibratör kapatılır ve PLL döngüsünün sonraki çalışmasını etkilemez.

Geri besleme döngüsünde düşük geçişli bir filtreye sahip bir işlemsel yükselteç, PLL döngüsünün kontrol bant genişliğini oluşturur.

Bu multivibratörün RC devresi tarafından belirlenen, bekleyen multivibratörün ilk darbesinin sonu ile bir sonraki darbesinin başlangıcı arasındaki süre, PLL döngüsünde, yani koşul yerine getirilmelidir:

TM -τm> τPLL.

Buluş çizimlerle gösterilmiştir.

İNCİR. 1, önerilen mikrodalga frekans sentezleyicisinin bir blok şemasını göstermektedir, burada

1 - frekans f VCO (kontrol voltajı U UPR) olan mikrodalga jeneratörü (VCO);

3 - mikrodalga karıştırıcı;

4 - frekans f giriş mikrodalga ile giriş mikrodalga sinyalinin kaynağı;

5 - değişken bölme oranı n olan ilk frekans bölücü;

6 - frekans-faz dedektörü (çıkış voltajı U PFD);

7 - değişken bölme faktörü m olan ikinci frekans bölücü;

8 - f OP frekansına sahip bir referans sinyali kaynağı;

9 - operasyonel amplifikatör;

10 - alçak geçiren filtre;

11 - faz karşılaştırıcı (çıkış voltajı U FC);

12 - bekleyen multivibratör (çıkış voltajı ileri U m1 ve ters

13 - ilk diyot;

14 - ikinci diyot;

f IF = f giriş mikrodalga -f VCO - ara frekans sinyali;

f MF - mikrodalga frekans sentezleyicisinin çıkış sinyali.

İNCİR. Şekil 2, önerilen mikrodalga frekans sentezleyicinin bir parçası olan bekleyen multivibratörün U FC girişinin ve U m1 ve U m2 çıkış voltajlarının zamanlama şemalarını göstermektedir;

TM - bekleyen multivibratör 12'nin salınım süresi;

τ m - bekleyen multivibratör 12'nin darbe süresi;

τ PLL, faz kilitli döngüde senkronizasyonu kurma zamanıdır.

İNCİR. Şekil 3, önerilen mikrodalga frekans sentezleyicinin mikrodalga giriş mikrodalga sinyalinin sabit bir frekansı f girişine göre f MF = f VCO frekansına sahip çıkış mikrodalga sinyalinin ayar bandını göstermektedir.

İNCİR. Şekil 4, önerilen mikrodalga frekans sentezleyicinin mikrodalga giriş mikrodalga sinyalindeki ayarlanabilir frekansa f göre f MF = f VCO frekansına sahip çıkış mikrodalga sinyalinin ayar bandını gösterir.

Blok şeması Şekil 2'de gösterilen önerilen mikrodalga frekans sentezleyici. Şekil 1, çıkışı yönlü kuplörün 2 girişine bağlı olan, bir çıkışı mikrodalga frekans sentezleyicisinin çıkışı ve diğer çıkışı yönlü kuplör 2'nin çıkışı olan voltaj kontrollü bir mikrodalga jeneratörü (VCO) 1 içerir. ikinci girişi, f giriş mikrodalgası ile giriş mikrodalga sinyali 4'ün çıkış kaynağına bağlı olan mikrodalga karıştırıcının 3 birinci girişine bağlanır. Mikrodalga karıştırıcının 3 çıkışı, çıkışı frekans-faz detektörünün 6 birinci girişine bağlı olan değişken bir bölme faktörü n ile birinci frekans bölücünün 5 girişine bağlanır. faz detektörü 6, değişken bir bölme faktörü m ile ikinci frekans bölücünün 7 çıkışına bağlanır, giriş, f OP frekansı ile referans sinyali 8 kaynağının çıkışına bağlanır. Frekans-faz detektörünün (6) iki çıkışı, çıkışı mikrodalga jeneratörü VCO 1'in girişine bağlı olan işlemsel yükselticinin (9) iki girişine bağlanırken, ilk giriş arasına bir alçak geçiren filtre (10) bağlanır. işlemsel yükselteç 9 ve çıkışı 10. Devreye 11 eklenen bir faz karşılaştırıcısının birinci girişi, birinci frekans bölücünün 5 çıkışına ve frekans-faz detektörünün 6 birinci girişine, fazın ikinci girişine bağlanır. karşılaştırıcı 11, ikinci frekans bölücünün 7 çıkışına ve frekans-faz detektörünün 6 ikinci girişine bağlanır. birinci diyot 13, işlem yükselticisinin 9 birinci girişi ile frekans-faz detektörünün bis birinci çıkışına bağlanır, ikinci diyot 14 aracılığıyla bekleyen multivibratörün 12 ters çıkışı frekans-fazın ikinci çıkışına bağlanır detektör 6'ya ve işlemsel yükselticinin 9 ikinci girişine, birinci ve ikinci diyotlar karşılıklı olarak açılır. Bu şemada, mikrodalga VCO 1, yönlü kuplör 2, mikrodalga karıştırıcı 3, birinci frekans bölücü 5, frekans-faz detektörü 6, ikinci frekans bölücü 7, işlemsel yükseltici 9 ve alçak geçiren filtre 10 oluşur. bir PLL döngüsü.

Önerilen mikrodalga frekans sentezleyici aşağıdaki gibi çalışır. Bağlayıcı 2 aracılığıyla f VCO frekanslı mikrodalga VCO 1'in çıkış sinyali ve mikrodalganın f frekansı ile giriş mikrodalga sinyali 4 kaynağının çıkış mikrodalga sinyali çıkışta mikrodalga karıştırıcıya 3 beslenir. birinci frekans bölücünün (5) girişine beslenen ve bir faktör n'ye bölündükten sonra, ara frekans sinyali f IF'nin çıkarıldığı, birinci frekans bölücünün (5) çıkışından gelen sinyal, birinci frekans bölücünün (5) ilk girişine beslenir. frekans-faz dedektörü 6. Referans sinyal kaynağının (8) çıkışından gelen referans frekansı f OP sinyali, frekansın m faktörüne bölündüğü ikinci frekans bölücünün (7) girişine beslenir. İkinci frekans bölücünün (7) çıkışından gelen sinyal, frekans-faz detektörünün (PFD) (6) ikinci girişine beslenir, burada birinci frekans bölücünün (5) çıkışından alınan sinyal ile karşılaştırılır ve bir kontrol voltaj U PFD, değeri ve işareti, karşılaştırılan sinyallerin frekansları ve fazları arasındaki farkla orantılı olan frekans-faz detektörünün (6) iki çıkışında üretilir. İşlemsel yükselticinin 9 geri besleme devresine dahil edilen işlemsel yükseltici 9 ve düşük geçişli filtre 10 aracılığıyla bu kontrol gerilimi U PFD, mikrodalga VCO 1'in kontrol girişine bir kontrol gerilimi U UPR senkronizasyonu olarak beslenir. PLL döngüsü.

PLL döngüsünde frekans-faz senkronizasyonunu gerçekleştirme koşulları, frekans-faz dedektörünün girişlerine sağlanan sinyallerin frekanslarının ve fazlarının eşitliğidir, yani, f OP / m = f IF / n, φ OP = φ EĞER,

burada f IF = f giriş mikrodalga -f VCO,

m, f OP frekansına sahip referans sinyalinin frekansının bölme faktörüdür;

n, ara frekans f IF sinyalinin frekans bölme faktörüdür;

φ OP - f OP frekansına sahip referans sinyalinin fazı;

φ IF - ara frekans sinyalinin fazı f IF.

Giriş mikrodalga sinyalinin frekansı f giriş mikrodalgasının frekansı ara frekans sinyali f IF'nin iki katına eşit veya bundan daha büyük bir bantta ayarlanırken, burada f IF = f giriş mikrodalga -f VCO ve ayrıca mikrodalga sinyali VCOf VCO 2 f IF'den fazladır, mevcut buluştaki mikrodalgadaki giriş mikrodalga sinyali f mikrodalga frekans sentezleyicisinin PLL döngüsünden, yani faz karşılaştırıcı 11, bekleyen multivibratör 12 içinden geçer. ayrıca zıt bağlı diyotlar 13, 14.

PLL döngüsünde faz senkronizasyonunun varlığında, faz karşılaştırıcının 11 çıkışından bekleyen multivibratör 12'ye bir kontrol sinyali gönderilir, bu da bekleyen multivibratör 12'yi, yani faz karşılaştırıcısının 11 U çıkış voltajını kapatır. FC (örneğin, transistör-transistör mantığı TTL'nin seviyesi) mantıksal bir birim şeklinde. Bu sırada, 12 nolu bekleyen multivibratör, sırasıyla U M1, U M2 voltajları ile doğrudan ve ters çıkışlarda darbe çıkış sinyalleri üretmez ve PLL döngüsünün çalışmasını etkilemez. Bekleyen multivibratör 12'nin doğrudan ve ters çıkışlarında, sabit voltajlar U M1 ve U M2, bir mantıksal sıfıra ve bir mantıksal sıfıra karşılık gelen antifazda ayarlanır). Bekleyen multivibratörün 12 girişi U FC ve çıkış U M1 ve U M2 voltajlarının zamanlama şemaları Şekil 2'de gösterilmiştir. 2

PLL döngüsündeki frekans ve fazın senkronizasyonu ihlal edilirse, faz karşılaştırıcısının 11 çıkışından mantıksal bir sıfır şeklindeki U FC sinyali, doğrudan ve ters çıkışlarda çıkış darbe sinyalleri üreten bekleyen multivibratör 12'yi başlatır. U M1 (mantıksal birime karşılık gelir) ve U M2 (mantıksal sıfıra karşılık gelir), sırasıyla 13, 14 diyotlarından işlemsel yükselticinin 9 birinci ve ikinci girişlerine gelir. Bekleme darbesinin eylemi sırasında multivibratör 12, yani, PFD 6'nın girişlerinin fazlamasına bağlı olarak, bekleyen multivibratörün 12 darbesinin τm süresi boyunca, çıkış işlemsel yükselticisi 9'da voltaj kontrolünün maksimum veya minimum değerine ayarlanır mikrodalga sinyali VCO 1'in frekansının. Bu durumda, frekans-faz senkronizasyonu için koşullar ihlal edilir (f OP / m = f IF / n, φ OP = φ IF) ve frekans-faz dedektörü 6 voltaj üretir U Senkronizasyonun geri yüklenmesini sağlayan PFD (yani, senkronizasyon sürecinin başlangıcı) i) PLL döngüsünde. PLL döngüsünde frekans-faz senkronizasyonunu geri yüklerken, faz karşılaştırıcı 11, bekleyen multivibratör 12'yi kapatır (çıkışlarında, sabit voltajlar yine bir mantıksal sıfıra ve bir mantıksal olana karşılık gelen antifazda ayarlanır). PLL döngüsünde frekans-faz senkronizasyonunun tekrarlanan bir ihlali durumunda veya PLL döngüsünün çalışmasında bir arıza olması durumunda, faz karşılaştırıcı 11 yeniden bekleyen multivibratör 12'yi başlatır ve tüm senkronizasyon kurtarma işlemi tekrarlanır .

Bazı durumlarda, PLL döngüsünün çalışması için, içindeki frekans-faz senkronizasyonunun ihlali hariç, PLL döngüsündeki mikrodalga VCO frekansını ayarlamanın geçici sürecinin alttan başlaması gerekir (f VCO min) veya mikrodalga VCO çalışma aralığının üst (f VCO maks) kenarı, f VCO = f MF olan frekans kilitleme noktasına, yani mikrodalga VCO 1'in kontrol girişine sağlanan ilk voltaj seviyesi ( frekans kilidi), her zaman minimuma eşitti veya maksimum değer... Bu, mikrodalga girdi mikrodalga sinyalinin f in frekansına göre çıkış mikrodalga VCO sinyalinin f VCO frekansının konumu ile belirlenir. Bu durumda, mikrodalga frekans sentezleyicisinin PLL döngüsündeki senkronizasyonun mümkün olduğu iki ana çalışma modu mümkündür.

Şekil 2'de gösterilen mikrodalga frekans sentezleyicisinin ilk çalışma modunu düşünün. 3. Mikrodalga giriş mikrodalga sinyalinin frekansı f girişinin sabit olduğunu ve f MF'yi (prototipte olduğu gibi) aştığını ve mikrodalga VCO 1'in (Δf VCO) ayar bandının yeterince büyük olduğunu, örneğin, önemli ölçüde aştığını varsayalım. 2 f IF değeri. Bu durumda, frekansın yakalanmasından önceki geçici süreç sırasında, frekans-faz detektörü (6) mikrodalga karıştırıcının (3) çıkışından bir ayna frekans sinyali alabilir (f VCO = f 1 olan senkronizasyon arızası noktasında). MF, burada f 1 MF = f mikrodalgada + f IF), bu PLL döngüsünde senkronizasyonun bozulmasına yol açacaktır, f VCO mikrodalga VCO frekans sinyalinin f VCO max frekansına karşılık gelen en üst konuma geçişi ve Sonuç olarak, mikrodalga frekans sentezleyicisinin arızalanması. Prototip olarak seçilen mikrodalga frekans sentezleyicinin devresi bu durumdan çıkış imkanı sağlamamaktadır. Önerilen mikrodalga frekans sentezleyicide bu problem aşağıdaki gibi çözülmüştür.

Frekans-faz senkronizasyon modundaki (f OP / m = f IF / n, φ OP = φ IF) faz karşılaştırıcısı 11, çıkışında mantıksal bir birime (log. "1") karşılık gelen bir U FC sinyali üretir. Faz karşılaştırıcının (11) bu çıkışı, mantıksal bir sıfıra (mantıksal "0") karşılık gelen bir sinyal tarafından tetiklenen, bekleyen multivibratör 12'nin girişine bağlanır. Giriş sinyali günlüğe eşit olduğunda. "0", ilk 13 ve ikinci 14 diyot kapalıdır ve bekleyen multivibratör 12, PLL döngüsünün çalışmasını etkilemez. Faz senkronizasyon modunun ihlal edilmesi durumunda, faz karşılaştırıcısının (11) çıkışında günlüğe karşılık gelen bir sinyal belirir. "0". Bu, mikrodalga frekans sentezleyici açıldığında veya referans sinyalinin frekansı f ayarlandığında meydana gelebilir. Günlüğe karşılık gelen sinyal. Faz karşılaştırıcının 11 çıkışından "0", bekleyen multivibratör 12'yi başlatır ve darbe süresi τm sırasında doğrudan ve ters çıkışlarında log "1" ve log'a eşit voltaj seviyeleri görünür. "0" (yani, önceki durumun tersi), bu nedenle ilk 13 ve ikinci 14 diyot açılır ve operasyonel amplifikatörün 9 birinci ve ikinci girişlerine bir diferansiyel voltaj verilir, bu da ilk (minimum) görünümüne neden olur. ) mikrodalga VCO 1'in frekans kontrol girişine sırasıyla uygulanan işlemsel yükselticinin (9) çıkışındaki kontrol voltajı, bu, mikrodalga VCO f VCO = f VCO min frekans değerini ayarlar. Bekleyen multivibratör 12'nin darbesinin bitiminden sonra, TM -τ m'ye eşit bir duraklama vardır, burada TM, bekleyen multivibratör 12'nin darbe tekrarlama periyodudur. Bu duraklama sırasında, PLL döngüsü, frekansın f VCO'sunu ayarlar. Minimum f VCO min değerinden frekans-faz senkronizasyonunun gerçekleştiği frekansa mikrodalga VCO sinyali (Şekil 3'teki frekans kilitleme noktası). Mikrodalga VCO sinyalinin f VCO frekansını, f VCO = f MF (burada f MF = f mikrodalgada -f IF) olan bir değere ayarlarken ve mikrodalgada f VCO ≤f koşulu ( PFD 6) fazı karşılanır, ardından f OP / m = f IF / n olan frekans-faz senkronizasyon modu. Faz karşılaştırıcısının (11) çıkışında log seviyesine karşılık gelen bir sinyal vardır. 12 nolu multivibratörü bir bekleme durumuna çeviren "1". Herhangi bir nedenle senkronizasyon işlemi gerçekleşmediyse, PLL döngüsünde açıklanan senkronizasyon oluşturma döngüsü tekrarlanır. Bu durumda frekansı kilitlemek için gerekli bir koşul, 12 nolu bekleyen multivibratörün darbe tekrarlama periyodunun şu koşula karşılık gelmesi gerektiğidir: PLL döngüsünün T M -τm> τ, burada

TM - bekleyen multivibratörün darbe tekrarlama süresi,

τ m - bekleyen multivibratörün darbesinin süresi,

PLL döngüsünün τ - PLL döngüsünde senkronizasyon kurma zamanı.

Şekil 2'de gösterilen mikrodalga frekans sentezleyicisinin ikinci çalışma modunu düşünün. 4.

Mikrodalga frekans sentezleyicide ilk anda frekans-faz senkronizasyon koşulunun yerine getirildiğini, mikrodalgada f = mikrodalga1'de f olduğunu varsayalım. Bu durumda, mikrodalga frekans sentezleyici f MF = f MF · 1 = f'nin MW1 -f IF'deki çıkış sinyalinin frekansı. Daha sonra mikrodalga giriş mikrodalga sinyalindeki f frekansı, mikrodalga giriş mikrodalga sinyalindeki (Şekil 4'te gösterildiği gibi) Δf bandında mikrodalga1'deki f değerinden mikrodalga2'deki f değerine hızlı bir şekilde ayarlanır (bu durumda, mikrodalgadaki giriş mikrodalga sinyalinin Δf frekans ayarlama bandı 2 f IF'den fazladır, burada f IF = f mikrodalgada -f VCO.Mikrodalgada f frekansının yeniden yapılandırılmasıyla eşzamanlı olarak, frekansın f VCO mikrodalga VCO, f MF1 değerinden f MF2 değerine yeniden ayarlanır.Ancak, PLL döngüsünün ataleti nedeniyle, girişin frekansı yeniden yapılandırma süresi Mikrodalga sinyali (t AC mikrodalga girişi) her zaman zamandan daha küçüktür PLL döngüsünde (τ PLL döngüsü), yani PLL döngüsünün t AC mikrodalga girişi ≤τ senkronizasyonunu sağlamak.

Mikrodalga VCO frekansını ayarlarken PLL döngüsünün eylemsizliğinin bir sonucu olarak, senkronizasyonun ihlali için koşullar da ortaya çıkar. Örneğin, Şekil 2'de gösterildiği gibi. 4, VCO'nun f frekansını f MF1'in başlangıç değerinden (mikrodalga VCO'nun frekans ayarlama aralığının üst kısmında) frekanstaki bir sonraki düşük f MF2 değerine ayarlarken. mikrodalga karıştırıcıda, f VCO = f 1 SCH2 = fin mikrodalga2 + f IF olduğu noktada bir ayna ara frekans sinyali üretilir. Bu durumda (PFD 6'nın belirli bir fazı için), mikrodalgadaki f VCO ≤f koşulu karşılanmayacaktır, yani frekans, frekans-faz senkronizasyonunun ihlaline neden olan PLL döngüsü tarafından kilitlenmez. f VCO frekansını mikrodalga VCO'nun üst uç değeri f VCO maks frekans ayarlama aralığına "çekerek". Mevcut buluştaki PLL döngüsündeki frekans-faz senkronizasyonunu geri yüklemek için mikrodalga frekans sentezleyicinin birinci çalışma modunda açıklanan senkronizasyon döngüsü uygulanmalıdır. Prototip olarak seçilen mikrodalga frekans sentezleyici devresi, giriş mikrodalga sinyalinin frekansının hızla değiştirilmesi olasılığını sağlamaz ve bu nedenle, böyle bir devre, giriş mikrodalga sinyalinin frekansı olduğunda kararlı faz senkronizasyonuna izin vermez. ayarlanmış.

Buluşun bir prototipi olarak seçilen bilinen mikrodalga frekans sentezleyicide PLL sisteminin yukarıda açıklanan kararsız çalışma modları deneysel olarak test edilmiş ve onaylanmıştır.

Önerilen buluş temelinde, mikrodalga frekans sentezleyicilerinin çeşitli çalışma modlarında - 100 μs'den az - frekans-faz senkronizasyonunun hızlı bir geri kazanım süresi ile kararlı çalışmayı doğrulayan mikrodalga frekans sentezleyici örnekleri geliştirilmiş ve deneysel olarak test edilmiştir.

Bilgi kaynakları

1. Manasevich V. Frekans sentezleyicileri. Teori ve tasarım. - M.: İletişim, 1979

2. Ryzhkov A.V., Popov V.N. Radyo iletişim mühendisliğinde frekans sentezleyicileri. - M.: Radyo ve iletişim, 1991, s. 110-113.

Çıkışı yönlü bir kuplörün girişine bağlı olan voltaj kontrollü bir mikrodalga jeneratörü (VCO) içeren mikrodalga frekans sentezleyici, ilk çıkışı mikrodalga frekans sentezleyicisinin çıkışı ve ikinci çıkışı yönlü kuplörün çıkışıdır. mikrodalga karıştırıcının ilk girişine bağlı, mikrodalga karıştırıcının ikinci girişi, mikrodalga giriş sinyalinin çıkış kaynağına bağlanır, mikrodalga karıştırıcının çıkışı, değişken bir bölme oranı ile birinci frekans bölücünün girişine bağlanır çıkışı frekans-faz detektörünün birinci girişine, frekans-faz detektörünün ikinci girişi ise değişken bölme oranı ile ikinci frekans bölücünün çıkışına bağlı olup, girişi ile bağlantılıdır. referans sinyal kaynağının çıkışı ve frekans-faz detektörü ile mikrodalga VCO arasına bir alçak geçiş filtresi bağlanmıştır, özelliği, mikrodalga frekans sentezleyicisinin ek olarak bir faz karşılaştırıcı, bir bekleyen multivibratör, iki diyot ve bir işlemsel yükseltici içermesidir. , frekans-faz dedektörünün birinci ve ikinci çıkışları bağlıyken s sırasıyla çıkışı mikrodalga VCO'nun girişine bağlı olan işlemsel yükselticinin birinci ve ikinci girişleri ile ve işlemsel yükselticinin ilk girişi ile çıkışı, birinci girişi arasında düşük geçişli filtre bağlanır. Faz karşılaştırıcının çıkışına değişken bölme oranı ile birinci frekans bölücünün çıkışına ve frekans-faz dedektörünün birinci girişine, faz karşılaştırıcının ikinci girişine bir değişken ile ikinci frekans bölücünün çıkışına bağlanır. bölme oranı ve frekans-faz dedektörünün ikinci girişine, faz karşılaştırıcının çıkışı bekleyen multivibratörün girişine bağlanır, bekleyen multivibratörün ilk çıkışı ilk diyot aracılığıyla frekansın ilk çıkışına bağlanır -faz dedektörü ve işlemsel yükselticinin ilk girişi ile, bekleyen multivibratörün ikinci çıkışı, ikinci diyot aracılığıyla frekans-faz dedektörünün ikinci çıkışına ve işlemsel yükselticinin ikinci girişine bağlanır ve birinci ve ikinci diyotlar birbirine zıt bağlanırken, mikrodalga VCO, yönlü kuplör, mikrodalga mikser, birinci frekans bölücü, frekans-faz detektörü, işlemsel yükselteç ve alçak geçiren filtre, şu koşul altında bir faz kilitli döngü (PLL) oluşturur: TM -τ m> τ PLL, burada TM, bekleyen multivibratörün salınım periyodudur, τ m, bekleyen multivibratörün süre darbesidir, τ PLL, faz kilitli döngüde senkronizasyon kurma zamanıdır.

Benzer patentler:

Buluş, iletişim teknolojisi ile ilgilidir. Teknik sonuç, senkronizasyon sisteminin ana parametrelerinin kapsamlı bir şekilde iyileştirilmesinden oluşur, yani: gürültü bağışıklığının arttırılmasında, sistemin filtreleme özelliklerinin iyileştirilmesinde, yakalama bantlarının genişletilmesinde ve senkron çalışma modunun korunmasında, azaltılmasında senkron çalışma moduna girme süresi, sıfır statik faz hatasının sağlanması ve giriş sinyalinin genliğinde değişiklik ve dalgalanmalar veya faz dedektörlerinin iletim katsayısındaki değişiklikler varlığında cihazın doğru çalışmasını sağlamada.

Buluş, radyo sinyallerinin frekans seçimi ve filtrelenmesi ile ilgilidir. Teknik sonuç, radyo sinyallerinin girişim ortamına seçilmesi için cihazların uyarlanmasının yanı sıra enerji tüketimlerini kontrol etme yeteneğinden oluşur.

Anahtarlamalı frekans azaltma yollarına sahip bir frekans sentezleyici, radyo mühendisliğine aittir ve artan gürültü bağışıklığına sahip alıcı cihazlarda ve ayrıca çalışma frekanslarının hızlı bir şekilde ayarlandığı alıcı cihazlarda tek tip bir adımla kararlı frekanslardan oluşan bir ızgara oluşturmak için kullanılabilir.

Önerilen yöntem, iletişim teknolojisi ve kontrollü jeneratörler (UG) içeren senkronizasyon birimlerinin (BS) çalışma modlarıyla, daha kesin olarak, tutma modunda UG BS'nin oldukça kararlı bir çıkış sinyali üretme yöntemleriyle ilgilidir.

Buluş, elektronik mühendisliği ile, özellikle, kesirli girişimi telafi eden bir darbe faz kilitli döngüye (PLL) dayalı frekans ızgara sentezleyicileri (SSF) ile ilgilidir ve genlik veya darbe genişlik modülasyonuna dayalı devreler kullanıldığında kullanılabilir. kompanzasyon akımı.

Buluş, radyo mühendisliği ve otomasyon alanıyla, geliştirilmiş stabilizasyon özelliklerine sahip sürekli gaz lazerlerinin radyasyonunun otomatik frekans ayarlaması için sistemlerle ilgilidir ve uzay teknolojisinde, özellikle frekansın "mor kaymasını" ölçmek için kullanılabilir. Dünyanın yerçekimi alanındaki lazer radyasyonu.

Buluş, elektronik hesaplama ve radyo mühendisliği ile ilgilidir. Teknik sonuç, hızın arttırılmasından ve çok frekanslı frekans modülasyonlu sinyaller üretme olasılığından oluşur. Frekans modülasyonlu sinyallerin sayısal bir hesaplamalı sentezleyicisi şunları içerir: bir referans üreteci, bir şekillendirme ve geciktirme birimi, üç bellek kaydı, dört dijital depolama aygıtı, değişken bölme oranlı bir bölücü, iki fonksiyonel dönüştürücü kodu x - sin x, iki ters sin x / x filtreleri, bir anahtar, iki dijital-analog dönüştürücü. DSC FM sinyallerinin dijital girişleri, belleğin birinci, ikinci ve üçüncü kayıtlarının girişleridir ve analog çıkışları, birinci ve ikinci DAC'lerin çıkışlarıdır. 2 hasta.

Buluş, radyo mühendisliği alanı ile ilgilidir. Teknik sonuç, işaretli mantıksal faz ayırıcının ayırt edici özelliğinin simetrik biçimini asimetrik bir biçime değiştirerek yakalama bant genişliğinin genişletilmesidir ve ayrımcı özelliğin pozitif veya negatif işaretinin bölgesi arttığında, karşılık gelen bir- karşılık gelen işaretin ilk frekans bozulmaları için taraflı yakalama bant genişliği artar. Söz konusu ayırıcı ile faz kilitli döngü sisteminin yakalama bant genişliğini artırma yönteminin özelliği, kontrollü jeneratör tarafından üretilen giriş ve çıkış salınımı arasındaki farkın işaretinin belirlenmesi, kontrol voltajlarının üretilmesidir. kontrollü jeneratörün frekansını kontrol eden tek bir sinyalde birleştirilen faz farkının işaretine karşılık gelen işaret. 2 n.p. f-ly, 7 hasta.

Faz kilitli döngü, gürültülü bir tek fazlı kaynak sinyalinden senkronizasyona izin verir. Teknik sonuç, senkronize frekans sinyalinin bir veya iki periyoduna pratik senkronizasyon hızının geliştirilmesinden, senkronize faz ve frekansın üretilen sinyallerinde parazitin filtrelenmesinden oluşur. Sistem, birinci dereceden faz filtreleme blokları, ikinci dereceden bant durdurma filtresi, birinci dereceden düşük frekans filtrelemesi, bir integrasyon bloğu, bir çarpma bloğu, dijital filtrelerin katsayılarını hesaplamak için bir blok, bir dört -çeyrek arktanjant. Mikroişlemci araçlarının katılımıyla yöntemin fiziksel uygulaması için ayrı yöntemlerin kullanılması, doğrusal olmayan fonksiyonların kabul edilebilir doğruluk ve hesaplama kaynakları ile karşılaştırılmasına ve hesaplanmasına izin verir. Filtreler değişken katsayılarla uygulanır, birinci ve ikinci sıraya sahiptir. Faz filtresinin frekans değişikliklerine nispeten düşük duyarlılığı nedeniyle, referans fazını orijinal sinyalden hızlı bir şekilde izole etmek mümkündür. Entegrasyon katsayısı üzerinde geri beslemeli ayrı bir entegratörün kullanılması, senkronize frekans sinyalinin sabit duruma hızlı bir şekilde verilmesini sağlar. Değişken katsayılara sahip ayrı bir filtrenin kullanılması ve sınır değerlerinden faz geçişinin dikkate alınması, senkronize fazı, orijinal sinyalin temel harmoniğinin fazına göre kaydırmadan etkili bir şekilde filtrelemenizi sağlar. Bu yöntem, tek ve çok fazlı sistemlerde harmonik bileşenler ve çok fazlı sistemlerde simetrik bileşenler için kendi temelinde kontrol sistemleri oluşturmayı mümkün kılar. Dönüştürme ekipmanının kontrolünde bu yöntemin ana uygulaması, iletişimde hızlı senkronizasyon için ve temel frekansı ayarlamak ve referans fazını tahsis etmek için yüksek hız gereksinimleri olan diğer uygulamalarda kullanmak da mümkündür. 1 hasta.

Buluş, radyo mühendisliği alanıyla ilgilidir ve artan sayıda kanala sahip iletişim sistemlerinin düzenlenmesinde ve ayrıca küçük bir adımla frekans ayarının gerekli olduğu ölçüm ekipmanlarında kullanılabilir. Buluş, küçük bir frekans ızgara adımı, düşük faz gürültüsü ve kısa frekans ayarlama süresi ile mikrodalga salınımlarının elde edilmesi görevine dayanmaktadır. Bunun için dolaylı sentezleyicinin faz dedektöründe karşılaştırma frekansını ayarlayan referans üretecinin frekansı ultra kısa dalga bandında seçilir. Bu durumda, oldukça kararlı referans üretecinin frekansı, önceden, frekans ızgarasının küçük bir adımını belirleyen küçük bir miktar kadar kaydırılır. Bunun için, referans üretecinin sinyali, aynı frekans ve genliğe sahip düşük frekanslı kareleme sinyalleri ile modüle edilen, ancak 90 ° faz kayması ile modüle edilen kareleme modülatörünün RF girişine beslenir. Daha sonra karşılaştırma frekansı, bu düşük frekanslı sinyallerin frekans değeri ile referans osilatörün frekansından farklıdır. Kareleme modülatörünün çıkışından gelen frekans dönüştürülmüş sinyal, frekans-faz detektörünün ilk girişine beslenir. Voltaj kontrollü mikrodalga jeneratörünün frekansı, değişken oranlı bir bölücü ile bölünür ve faz-frekans dedektörünün ikinci girişine beslenir. Alçak geçiren bir filtre kullanılarak, AC karşılaştırma ürünleri bastırılır ve DC sinyali voltaj kontrollü bir mikrodalga jeneratörünün girişine uygulanır. Bu yöntem, sentezleyicinin ayar süresini artırmadan, faz gürültüsü seviyesini artırmadan ve frekansın kararlılığı ile belirlenen sentezleyici frekansının kararlılığını korumadan, birkaç kilohertz'lik bir adımla mikrodalga salınımları oluşturmayı mümkün kılar. örneğin 10-7-10-8'e ulaşan referans osilatörün.

Buluş elektronikle, özellikle faz kilitli döngüye (PLL) dayalı frekans sentezleyicileri ile ilgilidir. Teknik sonuç, çıkış sinyalinin spektrumundaki faz gürültüsünün ve yan ayrı bileşenlerin seviyesinin azaltılmasından oluşur, bu da yüksek frekans çözünürlüğünü ve geniş ayar bandını korurken çıkış sinyalinin kalitesini artırır. Frekans sentezleyici, seri olarak bağlı bir giriş sinyali frekans çarpanı, sabit bir bölme oranına sahip bir bölücü, bir birinci doğrudan dijital sentez mikro devresi, bir faz-frekans detektörü, bir birinci alçak geçiren filtre, bir voltaj kontrollü jeneratör, bir negatif geri besleme döngüsü içerir. seri bağlı bir mikser dahil, girişlerden biri voltaj kontrollü jeneratörün çıkışına bağlanır ve ikinci giriş giriş sinyali frekans çarpanının çıkışına bağlanır, ikinci alçak geçiren filtre ve ikinci doğrudan çıkışı faz-frekans dedektörünün girişine bağlı olan dijital sentez mikro devresi ve çıkışları birinci ve ikinci çiplerin girişlerine bağlı olan kontrol cihazı doğrudan dijital sentezdir. Buluş, çıkış sinyalinin spektrumundaki faz gürültüsü ve ayrık bileşenlerin seviyesinde bir azalma sağlar ve bu da, yüksek frekans çözünürlüğünü ve geniş ayar bant genişliğini korurken çıkış sinyalinin kalitesini iyileştirir. 1 hasta.

Buluş, radyo mühendisliği ile ilgilidir. Buluşun teknik sonucu, periyodu saat periyodunun katları olan herhangi bir görev döngüsünün bir referans sinyali ile çalışma hızını ve kabiliyetini ve ayrıca saat frekansını kenarlar boyunca ayarlama kabiliyetini arttırmaktır. alınan verilerden. Faz dedektörünün (PD) çıkışlarındaki darbelerin etki süresi boyunca, sırasıyla pozitif ve negatif polarite sinyallerinin üretildiği, daha sonra toplanan, filtrelenen ve alınan sinyal olan bir frekans ayarlama yöntemi jeneratörün frekansı, referans sinyalinin önü boyunca ilk çıkıştaki ön darbe ve herhangi bir önlem değişikliği ile kesilmesi ile kontrol edilir. Referans sinyalinin önü saat döngülerinin önünden daha sonra görünürse, PD'nin ikinci çıkışında saat duraklaması süresiyle birlikte bir sinyal de üretilir. PD, üç 2-AND elemanı, üç D-flip-flop ve 3 sinyalin birleşimi için bir mantık devresi içerir. 2 n. ve 7 kişi f-ly, 11 hasta.

Buluş, radar ve sonar ile ilgilidir. Teknik sonuç, tek uzunluktaki P3 kodu için yan lobların bastırılmasını sağlamaktır. Bu amaçla, çok fazlı P3 kodlarının darbe sıkıştırması sırasında yan lobları bastırmak için cihaz, girişe bağlı tek uzunluktaki N P3 kodu için değiştirilmiş bir Woo filtresi ve bir seri bağlı kod dönüştürücüden bir komplekse bir dijital düzeltme sinyali üreteci içerir. eşlenik kod ve (N + 2) katsayıları -1,1, 0, ... 0, -1,1, bağlı bir toplayıcının çıkışı ile N + 1 FIR filtresinin sonlu darbe yanıtına sahip bir dijital filtre ilk girişe, bir kod elemanının süresi için bir gecikme hattına ve iki girişli bir çıkarıcıya, burada Woo filtresinin çıkışı girişe gecikme hattına ve çıkarıcının ilk girişine, çıkışa bağlı toplayıcının ikinci girişi ve çıkarıcının ikinci girişi gecikme hattının çıkışına bağlanır, değiştirilmiş filtre Woo'nun dürtü yanıtının ilk katsayısı 1 - exp (iπ / N), burada, ve (N + 2) dijital düzeltme sinyali şekillendiricinin filtre katsayılarının -boyutlu vektörü sırasıyla -1.1, 0.0, ... 0, -1.1'e eşittir. 2 hasta.

Önerilen cihazlar, çok fazlı kodların darbe sıkıştırmalı radar ve sonar sistemleri ile ilgilidir. Teknik sonuç, sinyal sıkıştırma kalitesinin iyileştirilmesinden, sıkıştırma işlemi sırasında ortaya çıkan yan lobların bastırılmasından oluşur; bu, iki hariç tüm zaman kaydırmaları (örnekler) için N uzunluğundaki çok fazlı kodların sayısında bir artış sağlar. ± N, eşit sayıda ilk ve son sembolün art arda silinmesiyle oluşturulan simetrik olarak kesilmiş kodların kullanılması nedeniyle yan lobların nispi seviyesinin -20 lgN -6 ila -20 lgN -8 dB aralığında olduğu daha uzun kodlar. Bu durumda, ana lobun genişliği -6 dB seviyesinde 2τ'ye eşittir, PSL seviyesinde 3 ÷ 4τ aralığındadır ve çıkışındaki sinyal-gürültü kaybıdır. cihaz -1.7 dB'dir. N uzunluğundaki simetrik olarak kesilmiş çok fazlı kodların darbe sıkıştırması sırasında yan lobları bastırmak için cihaz, girişe bağlı N-1 düzeyinde bir FIR'ye sahip bir birinci dijital filtre ve seri bağlı bir koddan oluşan bir dijital düzeltme sinyali üretecini içerir. karmaşık bir eşlenik koda dönüştürücü ve çıkışı toplayıcının ilk girişine bağlı olan N + 1 mertebesinde sonlu bir darbe yanıtına sahip ikinci bir dijital filtre ve birinci dijital filtrenin çıkışı, bir kod elemanının süresi için gecikme hattı ve çıkarıcının birinci girişine, ikinci girişi gecikme hattının çıkışına, çıkışı ise toplayıcının ikinci girişine bağlanır. 3 n.p. cl, 4 dwg

Buluş grubu, depolama cihazlarıyla ilgilidir ve tutarsız bir mimaride depolama cihazlarına yazmak için senkronizasyonu kontrol etmek için kullanılabilir. Teknik sonuç, gerçek bir saat dağıtım ağının gecikmesindeki değişiklikleri telafi etmektir. Cihaz bir alıcı devresi ve bir halka üreteç devresi içerir. Alıcı devresi, tutarsız bir konfigürasyonda bir veri yolu ve bir saat dağıtım ağı içerir. Halka osilatör devresi, gerçek bir saat dağıtım ağıyla eşleşen bir saat dağıtım ağının bir kopyasını içerir. 3 n. ve 17 c.p. f-ly, 10 hasta.

Zaman ölçeği üreteci, frekans, faz kayması ve zaman ölçeğindeki sinyalleri senkronize etmek için cihazları ifade eder. Teknik sonuç, zaman ölçeği senkronizasyonunun doğruluğunu geliştirmektir. Zaman ölçeği üreteci şunları içerir: bir zaman ölçeği alıcı birimi, bir dahili kuantum dizi üreteci, bir bölücü, bir zaman ölçeği aktarım birimi, bir koruma aralığı şekillendirici, bir zaman seçici, bir anahtarlamalı gecikme hattı birimi, bir karşılaştırıcı birim ve bir rampa voltajı jeneratör. 5 dwg, 1 yemek kaşığı

Buluş radyo mühendisliği ile ilgilidir ve mikrodalga frekans aralığının verici ve alıcı cihazlarında kullanılabilir. Teknik sonuç, giriş mikrodalga sinyalinin frekansını ayarlarken kararlı çalışmayı arttırmaktır. Mikrodalga frekans sentezleyici, voltaj kontrollü bir mikrodalga jeneratörü, bir yönlü kuplör, bir mikrodalga karıştırıcı, bir mikrodalga giriş sinyali kaynağı, değişken bir bölme oranına sahip bir birinci frekans bölücü, bir frekans-faz detektörü, bir ikinci frekans bölücü içerir. değişken bölme faktörü, referans sinyal kaynağı, alçak geçiren filtre, faz karşılaştırıcı, bekleyen multivibratör, iki diyot ve işlemsel yükselteç. 4 hasta.

Mikrodalga cihazları geliştirirken ve kurarken, radyo amatörleri genellikle gerekli frekans aralığı için ölçüm ekipmanı eksikliğinden kaynaklanan zorluklarla karşılaşırlar. Önerilen frekans sentezleyici amatör bir ortamda yapılabilir. 1900 ... 2275 MHz aralığında çalışır. Frekans değeri, bir anahtar kullanılarak birkaç olası arasından seçilir.

Nispeten düşük frekanslarda (100 ... 150 MHz'e kadar), jeneratörün frekansını stabilize etme sorunu, kuvars rezonatörleri kullanılarak, daha yüksek frekanslarda (400 MHz) - yüzey akustik dalgalarında rezonatörler (SAW rezonatörleri) kullanılarak çözülür, mikrodalga frekanslarında yüksek kaliteli seramikten dielektrik rezonatörler ve diğer yüksek kaliteli rezonatörler. Pasif bileşenleri kullanarak stabilizasyonun kendi avantajları vardır - basitlik ve nispeten düşük uygulama maliyeti. Başlıca dezavantajı, frekans ayar elemanını değiştirmeden üretilen sinyalin frekansında önemli bir değişikliğin mümkün olmamasıdır.

Yaygın olarak kullanılan entegre frekans sentezleyiciler, yüksek frekans kararlılığını korurken osilatörün (mikrodalga dahil) hızlı elektronik ayarını gerçekleştirmeyi mümkün kılar. Sentezleyiciler doğrudan ve dolaylı tiplerdedir.

Doğrudan sentezin avantajları, yüksek frekans değişimi hızı ve küçük bir adımla ayarlama olarak kabul edilir. Bununla birlikte, çok sayıda doğrusal olmayan dönüşümden kaynaklanan çok sayıda spektral bileşenin sentezlenmiş sinyalinde bulunması nedeniyle, mikrodalga ekipmanında doğrudan sentez cihazları nadiren kullanılır.

Mikrodalga sentezi için, faz kilitli döngü (PLL) ile dolaylı tipte sentezleyiciler sıklıkla kullanılır. PLL'nin çalışma prensibi ve geri besleme filtresini hesaplama yöntemi, örneğin literatürde yaygın olarak ve tekrar tekrar ele alınmıştır. Geri bildirim filtreleri için en uygun parametreleri hesaplamanıza izin veren birkaç ücretsiz program vardır, bunlar İnternette bulunabilir: veya .

PLL'li entegre sentezleyiciler iki tiptir: programlanabilir (frekans değerleri harici komutlarla belirlenir) ve programlanamaz (referans frekansının sabit çarpma ve bölme faktörleri değiştirilemez).

Programlanamayan entegre sentezleyicilerin dezavantajları, örneğin MC12179, her zaman mümkün olmayan, kesin olarak belirlenmiş bir frekansa sahip bir kuvars rezonatör kullanma ihtiyacını içerir. UMA1020M gibi programlanabilir sentezleyicilerde bu dezavantaj yoktur. Bir kontrol mikro denetleyicisinin varlığında, böyle bir sentezleyiciyi belirli bir frekansa ayarlamak teknik olarak zor değildir. Sentezleyici mikro devre ile ortak çalışma için gerekli olan elektronik frekans ayarlı mikrodalga osilatörleri, hibrit teknolojisi kullanılarak yapılan işlevsel olarak eksiksiz modüller şeklinde tüketiciye sunulmaktadır.

2 GHz aralığında ekipmanın ayarını kontrol etmek ve ayarlamak için tasarlanmış bir laboratuvar frekans sentezleyicisinin bir diyagramı Şekil 1'de gösterilmektedir. Temeli, teknik belgeleri şurada bulunabilecek UMA-1020M (DA3) mikro devresidir. adresindeki üreticisinin web sitesinde .

Sentezleyici ayrıca bir DA1 voltaj kontrollü osilatöre (VCO), 10 MHz DA2 kristal osilatöre ve bir DD1 mikro denetleyiciye sahiptir. VCO çıkışından gelen mikrodalga sinyali, sentezleyici çıkışına (konektör XW1) ve DA3 mikro devresinin ana programlanabilir frekans bölücü girişine beslenir. DA2 jeneratörünün çıkışından gelen örnek frekansın sinyali, DA3 mikro devresinde de bulunan yardımcı programlanabilir bir frekans bölücüye beslenir.

Ana ve yardımcı bölücüler tarafından frekans bölme oranları, üç kablolu veri yolu (pim 11-13 DA3) aracılığıyla uygun komutlar gönderilerek DD1 mikro denetleyicisi (Z86E0208PSC) tarafından ayarlanır. Kontrol programının kaynak kodu tabloda gösterilmiştir. 1. Dahili bellek mikrodenetleyici yedi farklı frekansta veri depolamak için yeterlidir. Frekans değerlerinden biri veya çıkışta sinyal olmayan mod, tabloya göre S1-S3 jumper'ları ile seçilir. 2. Ayar modu, cihaz açıldığı anda devreye girer, bundan sonra anahtarlarla yapılan hiçbir değişiklik, tekrar açılana kadar cihazın çalışmasını etkilemez. Güç açıldıktan 1 s sonra HL1 LED'i sönmelidir. Zilog mikrodenetleyicilerin programlanması hakkında bilgi edinebilirsiniz.

Sentezleyici bir baskılı devre kartına monte edilmiştir, dış görünüş hangi Şekilde gösterilmektedir. 2. Yüzeye montaj için uygulanan dirençler ve kapasitörler.

Edebiyat

Starikov O. PLL yöntemi ve yüksek frekanslı sinyalleri sentezleme ilkeleri. - Chip News, 2001, sayı 6.
VCO Tasarımcısının El Kitabı 2001. VCO / HB-01. - Mini Devreler.
Glvdshtein M. A. Zilog'dan Z86 ailesinin mikro denetleyicileri. Programcı kılavuzu. - E.: DODEKA, 1999, 96 s.

Mikrodalga sentezleyiciye ek olarak, UMA1020M mikro devresi, 20..300 MHz frekans aralığında çalışan bir tane daha içerir, açıklanan tasarımda 6n kullanılmaz.