UHF frekvenčni sintetizator mm obseg. Mikrovalovni laboratorijski sintetizator. Shema, opis. Satelitske in celične komunikacije, brezžične podatkovne infrastrukture: zahteve za komponente

Ustvarjanje sodobnih komunikacijskih zmogljivosti je nemogoče brez uporabe visokokakovostnih frekvenčnih sintetizatorjev, ki v veliki meri določajo tehnične parametre radijskega sistema. Članek obravnava visoko zmogljivi širokopasovni frekvenčni sintetizatorji, in proizvodnjo podjetja Maxim integriran, ki vam omogočajo generiranje referenčnega signala v območju 0,25 ... 10 GHz. Njihova nizka cena in odlična zmogljivost faznega hrupa so primerni za široko paleto aplikacij, od osebnih radijskih sistemov do visokokakovostnih instrumentov.

Človeštvo vse bolj aktivno uporablja radiofrekvenčni del spektra elektromagnetnih valov, zlasti območje ultra kratkih valov s frekvenco 0,30 ... 30 GHz. Ta širok razpon je danes že precej gosto zapolnjen z različnimi radijskimi komunikacijskimi sistemi s kanali za prenos digitalnih podatkov in je vpet v omrežno infrastrukturo lokalnega in globalnega obsega. Pojav novih sistemov in standardov za brezžične komunikacije, satelitske komunikacije in navigacijske sisteme so vzporedni z napredkom v tehnologijah proizvodnje polprevodnikov in poganjajo hiter napredek v komunikacijskih zmogljivostih.

Satelitske in celične komunikacije, brezžične podatkovne infrastrukture: zahteve za komponente

Eden od temeljnih izzivov pri načrtovanju katere koli RF opreme je zagotoviti visoko natančnost in stabilnost nosilne frekvence, vključno z amplitudo in fazo. Ta problem se danes praviloma rešuje z uporabo specializiranih frekvenčnih sintetizatorjev. Pogosta možnost v tem primeru je sintetizatorski čip s fazno zaklenjeno zanko (PLL), ki uporablja zunanji kristalni oscilator referenčne frekvence skupaj z vgrajenimi delilniki za referenčno in ustvarjeno izhodno frekvenco, primerjalno vezje v obliki fazno-frekvenčnega diskriminatorja (detektorja). Signal neskladja generira ločena izhodna stopnja (Charge Pump) in se dovaja skozi zunanji (zančni) filter do napetostno krmiljenega oscilatorja (VCO), ki je lahko vgrajen ali zunanji.

Programabilni koeficienti za načina Integer-N in Fractional-N ter izbira ustrezne referenčne frekvence zagotavljajo razširjen razpon izhodnih frekvenc in vam omogočajo spreminjanje parametrov procesa sinteze frekvenc, kot sta hitrost in korak frekvenčnega preklopa. , raven faznega šuma.

Fractional-N sintetizatorji so se v veliki meri pojavili kot rešitev problema povečanja hitrosti preklapljanja frekvenc, zmanjševanja faznega šuma v bližini nosilne frekvence in zmanjševanja ravni lažnih komponent v komunikacijskih sistemih GSM in GPRS.

Sintetizatorji MAX2870, MAX2871, MAX2880. Lastnosti, prednosti, priporočila za uporabo

V modelni paleti polprevodniških komponent podjetja Maxim Integrated so danes tri mikrovezja ultra širokopasovnih frekvenčnih sintetizatorjev s fazno zaklenjeno zanko (PLL). Vsi uporabljajo mehanizem sinteze, ki temelji na samooscilirajočih PLL. Izhodno frekvenco nadzira VCO in stabilizira nizkofrekvenčni referenčni oscilator.

Tabela 1. Maxim Itegrirani frekvenčni sintetizatorji s PLL

ime	način sintezo	Napajalna napetost, V	Frekvenčno območje, MHz		ven. moč, dBm	Razl. izhodi	Raven hrupa, dBc / Hz	Nestabilnost prim. kvadratni	Primer / vodi	Delovna temperatura, °C
ime	način sintezo	Napajalna napetost, V	Min.	maks.	ven. moč, dBm	Razl. izhodi	Raven hrupa, dBc / Hz	Nestabilnost prim. kvadratni	Primer / vodi	Delovna temperatura, °C
MAX2870	Fractional/Integer	3,0…3,6	23,5	6000	-4…5	2	-226,4	0,25	TQFN / 32	-40…85
MAX2871	Fractional/Integer	3,0…3,6	23,5	6000	-4…5	2	-229	0,2	TQFN / 32	-40…85
MAX2880	Fractional/Integer	2,8…3,6	250	12400	ne	ne	-229	0,14	TQFN / 20 TSSOP / 16	-40…85

Aplikacije za integrirane frekvenčne sintetizatorje Maxim vključujejo telekomunikacijsko opremo, brezžično komunikacijsko opremo, merilne sisteme, generatorje ur v RF napravah in analogno-digitalne pretvornike.

Sintetizator MAX2870

Ultra širokopasovni, fazno zaklenjen MAX2870 z vgrajenim VCO je sposoben celih in delnih načinov sinteze. V kombinaciji z zunanjim referenčnim generatorjem in zunanjim filtrom MAX2870 omogoča ustvarjanje visoko učinkovitih vezij z nizkim šumom v območju 23,5 MHz ... 6 GHz.

Generiranje frekvence v razširjenem območju zagotavlja več integriranih VCO in izhodnih delilnikov z razmerji 1 ... 28. Obstajata dva neodvisna diferencialna izhoda, ki sta nastavljiva s programsko opremo, ki lahko zagotovita izhodno moč -4 ... 5 dBm. Oba izhoda je mogoče onemogočiti s programsko ali strojno opremo.

MAX2870 je krmiljen preko 3-žilnega serijskega vmesnika. Mikrovezje je na voljo v miniaturnem 32-pinskem ohišju QFN. Lahko deluje v temperaturnem območju -40 ... 85 ° C.

Funkcionalni diagram MAX2870 je prikazan na sliki 1. Glavni elementi naprave so blok SPI IN REGISTERS, več števcev in delilnikov, več VCO in multipleksorjev. Štirje izhodni signali (RFOUTx_x) se prenašajo prek stikal iz dveh diferencialnih ojačevalnikov. Obstaja blok CHARGE PUMP in vhod TUNE za uglasitev sintetizirane frekvence.

Za nadzor MAX 2870 obstaja pet 32-bitnih registrov za zapisovanje podatkov in en register za branje. Najpomembnejših 29 bitov (MSB) je za podatke, najpomembnejši 3 biti (LSB) pa določajo naslov registra. Podatki v registrih se nalagajo preko serijskega vmesnika SPI, najprej se prenese 29 bitov MSB. Programabilni registri imajo naslove 0x05, 0x04, 0x03, 0x02, 0x01 in 0x00.

Slika 2 je časovni diagram postopka zapisovanja SPI. Po vklopu je treba vse registre dvakrat programirati z najmanj 20 ms premorom med zapisovanjem. Prvi vnos vam omogoča, da se prepričate, da je naprava vklopljena, drugi pa zažene VCO.

MAX2870 lahko preide v stanje mirovanja z nastavitvijo SHDN = 1 (register 2, bit 5) ali z nastavitvijo CE pin nizke vrednosti. Po izhodu iz načina mirovanja traja vsaj 20 ms, da se zunanji kondenzatorji napolnijo, preden se programira frekvenca VCO.

Vhodna referenčna frekvenca gre skozi vhod RF_IN do invertirnega medpomnilnika in nato preko izbirnega množitelja x2 in multiplekserja do delilnika R COUNTER, nato pa preko izbirnega delilnika in multipleksorja doseže fazni detektor in izhodni multiplekser.

Ko je množitelj x2 omogočen (DBR = 1), je največja referenčna frekvenca omejena na 100 MHz. Ko je množitelj onemogočen, je referenčna vhodna frekvenca omejena na 200 MHz. Najmanjša referenčna frekvenca je 10 MHz. Najmanjše razmerje delitve R je 1, največje pa 1023.

Frekvenca faznega detektorja se določi na naslednji način:

kjer je fREF frekvenca vhodnega referenčnega signala. DBR (register 2, bit 25) nastavi način podvojitve vhodne frekvence fREF. RDIV2 (register 2, bit 24) nastavi način delitve fREF na 2. R (register 2, bit 23:14) predstavlja vrednost 10-bitnega programabilnega števca (1 do 1023). Največja vrednost fPFD je 50 MHz za način Frac-N in 105 MHz za način Int-N. Delitelj R je mogoče počistiti, ko je RST (register 2, bit 3) 1.

Vrednosti VCO frekvence (fVCO), N, F in M lahko določite na podlagi želene izhodne frekvence kanala A (fRFOUTA), kot sledi. Delitelj DIVA lahko nastavite na podlagi vrednosti fRFOUTA iz tabele vrednosti DIVA (register 4, bit 22 ... 20).

Če je FB = 1, (DIVA je izključena iz povratnih informacij PLL):

Če je FB = 0, (DIVA v povratni informaciji PLL) in DIVA ≤ 16:

Če je FB = 0, (DIVA v povratni informaciji PLL) in DIVA> 16:

Tukaj je N vrednost 16-bitnega števca N (16 ... 65535), programiranega prek registra 0, bitov 30 ... 15. M - delna vrednost modula (2 ... 4095), programirana prek bitov 14 ... 3 registra 1. F - vrednost delne delitve, programirana prek bitov 14 ... 3 registra 0.

V frakcijskem (Frac-N) načinu je najmanjši N 19, največji pa 4091. Števec N se ponastavi, ko je RST 1 (register 2, bit 3). DIVA - nastavitev delitve RF izhoda (0 ... 7), programirana prek bitov 22 ... 20 registra 4. Faktor delitve je nastavljen na 2DIVA.

Izhodna frekvenca kanala B (fRFOUTB) je določena na naslednji način:

Če je BDIV = 0 (register 4, bit 9),

Če je BDIV = 1,

Načini Int-N / Frac-N

Način celoštevilske delitve (Int-N) se izbere z nastavitvijo bita INT = 1 (register 0, bit 31). Pri delovanju v tem načinu je treba nastaviti tudi bit LDF (register 2, bit 8), da omogočimo funkcijo določanja časa (frekvenčnega zaklepanja) v načinu Celo število-N.

Način delne delitve (Frac-N) se izbere z nastavitvijo bita INT = 0 (register 0, bit 31). Poleg tega nastavite bit LDF = 0 (register 2, bit 8) za časovni način Frac-N.

Če naprava ostane v načinu Frac-N z delno delitvijo F = 0, se lahko pojavi neželen impulzni šum. Da bi se temu izognili, lahko samodejni preklop v način Integer-N omogočite, ko je F = 0, tako da nastavite bit F01 = 1 (register 5, bit 24).

Fazni detektor in generiranje krmilne napetosti (polnilna črpalka)

Polnilni tok, ki ga ustvari Charge Pump za zunanji kondenzator, je določen z vrednostjo upora, ki je priključen med zatič RSET in skupno žico, in vrednostjo bita CP (register 2, biti 12 ... 9), kot sledi:

Za izboljšanje stabilnosti v načinu Frac-N nastavite bit linearnosti CPL = 1 (register 1, bit 30, 29). Za način Int-N nastavite CPL = 0. Za zmanjšanje hrupa v načinu Int-N nastavite bit CPOC = 1 (register 1, bit 31), da preprečite uhajanje toka v filter zanke. Za način Frac-N nastavite CPOC = 0.

Izhod CP_OUT se lahko nastavi na stanje visoke impedance, ko je TRI = 1 (register 2, bit 4). Ko je TRI = 0, je ta izhod v normalnem stanju. Polarnost signala faznega detektorja je mogoče obrniti za aktivni filter z invertirno zanko. Za neinvertirajoči filter nastavite PDP = 1 (register 2, bit 6). Za invertni filter nastavite PDP = 0.

Izhoda MUX_OUT in LD (zaznavanje zaklepanja).

MUX_OUT je večnamenski testni izhod za spremljanje različnih notranjih operacij MAX2870. MUX_OUT je mogoče konfigurirati tudi za serijski izhod podatkov. Biti MUX (register 2, bit 28 ... 26) vam omogočajo izbiro vrste signala na MUX_OUT.

Signal zaznavanja zaklepanja lahko spremljate preko izhoda LD z nastavitvijo bitov LD (register 5, biti 23 ... 22). Za digitalno zaznavanje časa nastavite LD = 01. Digitalno zaznavanje časovnega intervala je odvisno od načina sinteze. V načinu Frac-N nastavite LDF = 0, v načinu Int-N pa nastavite LDF = 1. Prav tako lahko nastavite digitalno časovno natančnost v skladu s tabelami.

Analogno časovno zaznavanje se lahko uporablja z LD = 10. V tem načinu LD uporablja izhod odprtega kolektorja, ki zahteva zunanji vlečni upor.

Natančnost izhoda določanja časa je odvisna od številnih dejavnikov. Izhod je lahko neveljaven med postopkom samodejne izbire VCO. Na koncu tega postopka je izhod še vedno nezanesljiv, dokler ni vzpostavljena uglaševalna napetost. Čas poravnave VTUNE je odvisen od pasovne širine filtra zanke in se lahko izračuna s programskim orodjem EE-Simulation.

Način hitrega zaklepanja

MAX2870 ima način hitrega zaklepanja. V tem načinu je CP = 0000 (register 2, bit 12 ... 9) in na izhod SW je priključen delilnik dveh uporov z razmerjem 1/3 nazivnih vrednosti. Večji upor je priključen med izhod in skupni napajalni terminal, manjši upor pa je povezan med priključkom SW in filtrskim kondenzatorjem. Ko je CDM = 01 (register 3, bit 16 ... 15), se po končanem postopku samodejne izbire VCO (VAS) začne hitra sinhronizacija.

Med pospešeno sinhronizacijo se polnilni tok polnilne črpalke poveča na vrednost, določeno s CP = 1111, razmerje med upori, ki premikajo zančni filter, pa postane 1/4 zaradi stanja visoke impedance izhoda SW. Fast-Lock se deaktivira ob koncu uporabniško določljive časovne omejitve. Ta časovna omejitev je:

Tukaj je M nastavljivi faktor, CDIV pa nastavitev delitelja. Oblikovalec mora določiti nastavitve CDIV na podlagi časovne konstante filtra povratnih informacij.

Izhoda RFOUTA ± in RFOUTB ±

IC ima dva diferencialna RF izhoda z odprtim kolektorjem, ki zahtevata priključitev zunanjih 50 ohmskih uporov na vsakega od izhodov.

Vsak izhod je mogoče neodvisno omogočiti in onemogočiti z nastavitvijo bitov RFA_EN (register 4, bit 5) in RFB_EN (register 4, bit 8). Oba izhoda je mogoče nadzorovati tudi preko zatiča RFOUT_EN.

Izhodna moč vsakega izhoda je individualno konfigurirana preko APWR (register 4, biti 4, 3) za RFOUTA in BPWR (register 4, bit 7 ... 6) za RFOUTB. Moč diferencialnega izhoda je mogoče prilagoditi v območju -4 ... 5 dBm, s korakom 3 dB pri obremenitvi 50 Ohm. Nastavitev je možna tudi v istem območju za enosmerni izhod z napajanjem preko RF dušilke. Za optimalno izhodno raven v celotnem frekvenčnem območju so potrebni različni obremenilni elementi. Če se uporablja neuravnotežen izhod, mora biti neizkoriščen izhod priključen na ustrezno obremenitev (tabela 2).

Tabela 2. Namen terminalov MAX2870

Zaključek	ime	Funkcija
1	CLK	Linija za sinhronizacijo (vhod)
2	PODATKI	Serijski podatki (vhod)
3	LE
4	CE	Izbira čipa - nizka
5	JZ	Hitro preklapljanje. Povezuje povratni filter v načinu PLL
6	VCC_CP
7	CP_OUT	Polnilni izhod črpalke
8	GND_CP	Splošni zaključek za generator polnilne črpalke
9	GND_PLL	Splošni izhod PLL
10	VCC_PLL	PLL napajanje
11	GND_RF	Splošni izhod RF vezij. Povezuje se z ozemljitvenim vodilom glavne plošče
12	RFOUTA_P	Pozitivni RF izhod A z odprtim kolektorjem. Priključite na napajanje preko RF dušilke ali 50 ohmske obremenitve
13	RFOUTA_N	Odprti kolektor negativni RF izhod A. Priključite na napajanje preko RF dušilke ali 50 ohmske obremenitve
14	RFOUTB_P	Odprt kolektor pozitivni RF izhod B. Priključite na napajanje preko RF dušilke ali 50 ohmske obremenitve
15	RFOUTB_N	Odprti kolektor negativni RF izhod B. Priključite na napajanje preko RF dušilke ali 50 ohmske obremenitve
16	VCC_RF
17	VCC_VCO	VCO napajanje
18	GND_VCO	Splošni sklep VCO. Povezuje se s skupnim vodilom glavne plošče
19	NOISE_FILT	Zatič za ločevanje hrupa VCO. Povezuje se preko 1 μF na ozemljitveno vodilo glavne plošče
20	TUNE	VCO krmilni vhod. Povezuje se z zunanjim filtrom
21	GND_TUNE	Skupni izhod krmilnega vhoda VCO. Povezuje se z ozemljitvenim vodilom glavne plošče
22	RSET	Vhod polnilne črpalke Vhod za nastavitev tokovnega območja
23	BIAS_FILT	Ločitev hrupa VCO. Priključen preko 1 μF na skupni pin
24	REG	Popravek referenčne napetosti. Priključen preko 1 μF na skupni pin
25	LD	Izhod v načinu sinhronizacije. Visoka raven v načinu sinhronizacije, nizka raven - če ni sinhronizacije.
26	RFOUT_EN	Vklopi RF izhod. RF izhodi so onemogočeni, ko so nizki
27	GND_DIG	Skupni pin za digitalna vezja. Povezuje se z ozemljitvenim vodilom glavne plošče
28	VCC_DIG	Napajanje za digitalna vezja
29	REF_IN	Frekvenčni referenčni vhod
30	MUX_OUT	Multiplekserski izhod in serijski izhod podatkov
31	GND_SD
32	VCC_SD
–	EP	Območje hladilnega telesa. Povezuje se s skupnim napajalnim vodilom glavne plošče

VCO

Mikrovezje vsebuje štiri ločene 16-pasovne VCO enote, ki zagotavljajo neprekinjeno pokritost frekvenčnega območja 3 ... 6 GHz. Da bi VCO deloval, mora biti izhod zunanjega filtra povratnih informacij povezan z vhodom TUNE, ki nadzoruje delovanje VCO. Krmilna napetost prihaja skozi filter iz izhoda CP_OUT (slika 3).

MAX2870 vsebuje 3-bitni ADC za branje razpona nastavitve napetosti VCO. Vrednosti ADC je mogoče brati iz registra 6, bitov 22 ... 20.

Ne pozabite, da se lahko pojavi signal za zaznavanje zaklepanja, če je napetost uglaševanja VCO zunaj ustreznega območja.

Samodejni VCO

Način samodejne izbire VCO (VAS) je omogočen, ko je nastavljen bit VAS_SHDN = 0 (register 3, bit 25). Če je VAS_SHDN = 1, potem je VCO mogoče ročno nastaviti prek bitov VCO (register 3, biti 31 ... 26). Bit RETUNE (register 3, bit 24) se uporablja za omogočanje / onemogočanje funkcije samodejne izbire VCO. Če je RETUNE = 1 in ADC zazna, da je napetost uglaševanja VTUNE med 000 in 111, funkcija VAS sproži samodejno iskanje. Če je RETUNE = 0, je ta funkcija onemogočena.

Frekvenca sinhronizacije fBS mora biti 50 kHz. Nastavljen je z biti BS (register 4, 19 ... 12). Zahtevana vrednost BS se izračuna po formuli:

Kjer je fPFD frekvenca faznega detektorja. Vrednost BS je treba zaokrožiti na najbližje celo število. Če je izračunana vrednost BS nad 1023, potem je BS = 1023. Če je fPFD pod 50 kHz, potem je BS = 1. Čas, potreben za pravilno izbiro VCO, je 10 / fBS.

Fazna prilagoditev

Ko je nastavljena frekvenca določena, se lahko faza RF izhoda diskretno spreminja v korakih P / M × 360 °. Faze ni mogoče popolnoma določiti, lahko pa jo spremenite glede na trenutno vrednost.

Če želite spremeniti fazo, naredite naslednje:

nastavite nastavljeno frekvenco na izhodu;
nastavite fazni prirast glede na trenutno vrednost P = M × (sprememba faze) / 360 °;
omogočite spremembo faze z nastavitvijo CDM = 10;
ponastavite CDM tako, da ga nastavite na 0.

Sintetizator MAX2871

Ultra širokopasovni MAX2871 s PLL in integriranim VCO lahko deluje tako v načinu sinteze celih kot v frakcijskih frekvencah. V kombinaciji z zunanjim referenčnim generatorjem in filtrom zanke se MAX2871 uporablja v visoko zmogljivih aplikacijah z nizkim šumom, ki delujejo v območju 0,235 ... 6 GHz. MAX2871 vključuje tudi štiri integrirane VCO in dva diferencialna izhoda s programsko regulacijo nivoja moči -4 ... 5 dBm. Oba izhoda je mogoče onemogočiti s programsko ali strojno opremo.

Mikrovezje je na voljo v miniaturnem 32-pinskem ohišju QFN. Je popolnoma zamenljiv z MAX2870. MAX2871 deluje v temperaturnem območju -40 ... 85 °C. Funkcionalni blok diagram MAX2871 je enak kot pri MAX2870 (slika 1). Vendar ima MAX2871 napredno funkcionalnost, ki se razlikuje zmanjšana ravenšum in vključuje vgrajen temperaturni senzor s 7-bitnim ADC z natančnostjo ± 3 °C.

Nastavitev napetosti VCO

Za razliko od 3-bitnega ADC v MAX2870, MAX2871 uporablja 7-bitni ADC za branje napetosti VCO in ga je mogoče brati skozi register 6, bite 22 ... 16. Za digitalizacijo napetosti morate narediti naslednje:

nastavite bite CDIV (register 3, bit 14 ... 3) = fPFD / 100 kHz, da izberete taktno frekvenco za ADC;
nastavite bite ADCM (register 5, bit 5 ... 3) = 100, da omogočite ADC-ju, da prebere napetost na zatiču TUNE;
nastavite ADCS (register 5, bit 6) = 1, da začnete postopek pretvorbe ADC;
počakajte 100 μs, dokler se postopek ne zaključi;
preberite vrednost registra 6. Vrednost ADC se nahaja v bitih 22 ... 16;
počisti bita ADCM = 0 in ADCS = 0.

Napetost na zatiču TUNE se lahko izračuna na naslednji način:

Samodejni VCO

Med izbiro VCO za uporabo so za MAX2871 na voljo dodatne možnosti. Bit VAS_TEMP (register 3, bit 24) se lahko uporablja za izbiro optimalnega VCO glede na temperaturo okolice, da se zagotovi stabilnost sinhronizacije v območju -40 ... 85 ° C. Med izbiro VCO morata biti bita RFA_EN (register 4, bit 5) in RFB_EN (register 4, bit 8) nastavljena na 0, biti 30, 29 registra 5 pa morajo biti nastavljeni na 11. Nastavitev VAS_TEMP = 1 bo podaljšala čas zahteva nastavitev referenčne frekvence za približno 10 / fBS na 100 ms.

temperaturni senzor

Za izračun temperature kristala ima MAX2871 vgrajen temperaturni senzor s 7-bitnim ADC, katerega stanje se bere skozi register 6. V tem primeru morate narediti skoraj enako zaporedje korakov kot pri prilagajanje napetosti VCO. Izjema je druga točka:

nastavite bite ADCM (register 5, bit 5 ... 3) = 001, da omogočite ADC-ju, da prebere temperaturo.

Približno temperaturo je mogoče dobiti na naslednji način:

Ta formula je najbolj natančna, ko je VCO omogočen in pri polni izhodni moči pri RFOUTA.

Izhoda RFOUTA ± in RFOUTB ±

Kjer je CDIV (register 3, bit 14 ... 3) 12-bitna vrednost delilnika, je M (register 1, biti 14 ... 3) spremenljivi faktor za frakcijski pretvornik N, fPFD pa frekvenca faznega detektorja .

Motnje sledenja PLL

Za zagotovitev stabilnosti nastavljene frekvenčne sinhronizacije ima MAX2871 poleg metode Fast-Lock možnost Cycle Slip redukcijo, kar je dovoljeno z nastavitvijo bita CSM (register 3, bit 18) na 1. Ta način zagotavlja najmanjšo vrednost tok črpanja krmilnega naboja na izhodu bloka CP.

V primerjavi z MAX2870 ima MAX2871 tudi izboljšane zmogljivosti za prilagajanje faze signala izhodne frekvence.

Sintetizator MAX2880

Končni model v liniji sintetizatorjev Maxim Integrated je MAX2880 s sistemom PLL, ki uporablja zunanji VCO in je sposoben delovati v še širšem frekvenčnem območju. Skupaj z zunanjim referenčnim oscilatorjem, VCO in filtrom MAX2880 generira nizko šumne RF frekvence na izhodu v območju 0,25 ... 12,4 GHz. MAX2880 uporablja vgrajen temperaturni senzor. Na voljo je v dveh različicah: 20-odvodni TQFN paket in 16-odvodni TSSOP paket, ki lahko delujeta v razširjenem temperaturnem območju delovanja -40 ... 85 °C.

Blok diagram MAX2880 je prikazan na sliki 4. Načelo delovanja in številne komponente so podobne tistim, ki se uporabljajo pri MAX2870 in MAX2871. MAX2880 vključuje visoko natančen fazni detektor z nizkim šumom (PFD) in natančen zančni filtrirni kondenzator Charge Pump, 10-bitni programirljivi referenčni delilnik, 16-bitni delilnik celih N in 12-bitni pretvornik frakcij s spremenljivim razmerjem.

3-žilni krmilni vmesnik s petimi registri za zapisovanje in enim za branje je podoben prej obravnavanemu, ki ima kanal za delitev referenčne frekvence od vhoda REF. Toda hkrati MAX2880 nima vgrajene enote VCO, ampak se uporablja zunanji VCO, ki se krmili iz izhoda CP. MAX2880 lahko postavite v način nizke porabe, tako da nastavite SHDN = 1 (register 3, bit 5) ali tako kot drugi sintetizatorji MAX nizko na CE zatiču.

Frekvenca faznega detektorja MAX2880 je določena z naslednjo formulo:

Tukaj je fREF vhodna referenčna frekvenca. DBR (register 2, bit 20) nastavi način podvojitve vhodne frekvence fREF. RDIV2 (register 2, bit 21) nastavi način delitve fREF na 2. R (register 2, bit 19 ... 15) je vrednost 5-bitnega programabilnega referenčnega delilnika (1 ... 31). Največji fPFD je 105 MHz za Fractional-N in 140 MHz za Integer-N. Delitelj R se izbriše, ko je RST (register 3, bit 3) = 1.

Frekvenca zunanjega VCO je določena s formulo:

Kjer je N vrednost 16-bitnega delitelja N (16 ... 65535), programiranega prek bitov 30 ... 27 (MSB) registra 1 in bitov 26 ... 15 registra 0 (LSB). M - vrednost delnega koeficienta (2 ... 4095), programirana prek bitov 14 ... 3 registra 2. F - vrednost delne deljenja, programirana prek bitov 14 ... 3 registra 0. V načinu delno-N se najmanjša vrednost N je 19, največja pa 4091 Delitelj N se počisti, ko je RST = 1 (register 3, bit 3). PRE - Nadzor vhodnega predskalerja, kjer 0 pomeni deljenje z 1 in 1 pomeni deljenje z 2 (register 1, bit 25). Če je vhodna frekvenca višja od 6,2 GHz, potem je PRE = 1.

RF vhodi

Diferencialni RF vhodi (tabela 3) so povezani z visokoimpedančnimi vhodnimi medpomnilniki, ki nadzorujejo demultiplekser, da izbere enega od dveh frekvenčnih območij 0,25 ... 6,2 GHz ali 6,2 ... 12,4 GHz. Za delovanje v zgornjem območju se uporablja predskaler za 2, izbran z nastavitvijo bita PRE = 1. Pri delovanju v enokanalni izvedbi je neuporabljen RF vhod povezan s skupnim terminalom preko 100 pF kondenzatorja.

Možna različica preklopnega vezja MAX2880 je prikazana na sliki 5.

Tabela 3. Dodelitev nožic MAX2880

Zaključek	ime	Funkcija
1	GND_CP	Splošni zaključek za generator polnilne črpalke. Povezuje se s skupnim vodilom glavne plošče
2	GND_SD	Splošni zaključek za sigma-delta modulator. Povezuje se s skupnim vodilom glavne plošče
3	GND_PLL	Splošni sklep PLL. Povezuje se s skupnim vodilom glavne plošče
4	RFINP	RF pozitivni vhod za predskaler. Če se ne uporablja, je preko kondenzatorja priključen na skupni terminal
5	RFINN	Negativni RF vhod za predskaler. Preko kondenzatorja se poveže z izhodom VCO
6	VCC_PPL	PLL napajanje
7	VCC_REF	Napajanje kanala REF
8	REF	Frekvenčni referenčni vhod
9,1	GND	Povezuje se s skupnim priključkom napajalnika na plošči
11	CE	Izbira čipov. Nizka logična raven na tem zatiču izklopi napajanje naprave.
12	CLK	Serijski vhod za sinhronizacijo
13	PODATKI	Serijski vnos podatkov
14	LE	Load Enable Input
15	MUX	Multipleksirani vhod/izhod podatkov
16	VCC_RF	Napajalnik za RF izhod in delilnike
17	VCC_SD	Napajanje za sigma-delta modulator
18	VCP	Polnite napajanje črpalke
19	RSET	Vhod polnilne črpalke Vhod tokovnega območja
20	CP	Polnilni izhod črpalke. Povezuje se z zunanjim vhodom filtra
–	EP	Območje hladilnega telesa. Priključuje se na vodilo skupne napajalne žice glavne plošče

Razvojna orodja: Demo plošče in programska oprema

Maxim Integrirana strojna in programska orodja lahko bistveno poenostavijo razvojni proces in skrajšajo čas implementacije novih rešitev.

Plošče kompleta za ocenjevanje MAX2870 / MAX2871

Demo plošče MAX2870 / MAX2871(Slika 6) poenostavlja testiranje in vrednotenje sintetizatorjev MAX2870 in MAX2871. Vsaka plošča je opremljena s standardnimi SMA konektorji za vire vhodnih signalov, 50 ohmske zaključke, signalne ali spektralne analizatorje. Obstaja priključek USB za povezavo z računalnikom z vnaprej nameščeno posebno programsko opremo.

Zaporedje dejanj pri delu z ocenjevalnimi ploščami je naslednje.

prenesite programsko opremo z www.maximintegrated.com/evkitsoftware;
odpakirajte in namestite to programsko opremo (slika 7);
po zagonu datoteke MAX287x.exe izberite vrsto mikrovezja (MAX2870 ali MAX2871) in pritisnite gumb »Nadaljuj«. Na zaslonu se prikaže delujoč grafični vmesnik;
preverite povezavo USB kabla z zelenim pravokotnikom v spodnjem desnem kotu delovnega zaslona;
poskrbite, da se frekvenca TCXO (U2) plošče ujema z REF.FREQ programske opreme. Če ne, vnesite zahtevano vrednost v MHz (privzeto 50) in pritisnite “Enter”;
pritisnite gumbe »Privzeto« in nato »Pošlji vse«, ki se nahaja na vrhu delovnega zaslona;
vnesite zahtevano vrednost izhodne frekvence v MHz v okno RF_OUTA ali RF_OUTB in pritisnite "Enter";
prepričajte se, da je indikator PLL Lock v spodnjem levem kotu zelen.

Z analizatorjem signalov ocenite delovanje MAX2870 ali MAX2871. Privzeta je zunanja referenca frekvence 50 MHz. Vendar pa lahko uporabite druge vrednosti, potem ko ustrezno spremenite vrednosti v programabilnih registrih.

Raven izhodnega signala

Za izravnavo obremenitve neuporabljenih izhodov uporabljajo dušilce 3dB. Tako izmerjena moč na izhodih ocenjevalne plošče (priključki SMA) postane 3 dB pod realnim nivojem. Če želite izmeriti pravi izhodni nivo, odstranite dušilce in povežite vse aktivne, neuporabljene izhode na 50 ohmov.

Izvoz/uvoz nastavitev registra

Če želite izvoziti nastavitve registra iz MAX2870 / MAX2871, sledite tem korakom:

z miško izberite napis "Reg → Clip" v spodnjem levem kotu delovnega zaslona, po katerem se vrednosti registrov shranijo v odložišče;
prilepite vsebino odložišča v kateri koli testni urejevalnik.
Če želite uvoziti nastavitve za registre MAX2870 / MAX2871, sledite tem korakom:
kopirajte nastavitve registra (ločene z vejico) iz urejevalnika besedil v odložišče;
z miško izberite napis “Clip → Reg” v spodnjem levem kotu delovnega zaslona;
kliknite gumb »Pošlji vse« v zgornjem desnem kotu začetnega zaslona.

Plošča kompleta za ocenjevanje MAX2880

Plošča za ocenjevanje za MAX2880 vključuje direktni širokopasovni frekvenčni sintetizator PLL, kot tudi zunanji 5840 ... 6040 MHz VCO, 50 MHz temperaturno kompenzirani kristalni oscilator (TCXO), pasivni filter povratnih informacij in regulatorje z nizkim izpadom.

Programska oprema deluje na računalnikih z operacijskim sistemom Windows od različice XP.

Poleg tega komplet za ocenjevanje MAX2880 zahteva vmesniško ploščo Maxim INTF-3000-USB, 20-žilni trak za komunikacijo med vmesnikom in ocenjevalnimi ploščami. Za povezavo ocenjevalne plošče z računalnikom je potreben kabel USB tipa A do tipa B. Za ocenjevalno ploščo je potreben tudi zunanji napajalnik 6V / 150mA.

Shema povezave je prikazana na sliki 8, same plošče pa na sliki 9.

Programska oprema za delovanje je prenesena z www.maximintegrated.com. Namestitev in delovanje sta enaka kot je opisano za komplet za ocenjevanje MAX2870 / MAX2871. Delovni zaslon programa je prikazan na sliki 10.

Zaključek

Frekvenčni sintetizatorji MAX2870, MAX2871 in MAX2880 podjetja Maxim Integrated ponujajo razširjeno pasovno širino RF in se lahko uporabljajo v visoko zmogljivih mikrovalovnih virih v najrazličnejših telekomunikacijskih, navigacijskih in instrumentacijskih aplikacijah.

Demo plošče in specializirana programska oprema, ki jih ponuja podjetje, lahko pospešijo proces razvoja, prilagajanja in implementacije vzorcev nove tehnologije.

Literatura

https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2870.pdf.
https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2871.pdf.
https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2880.pdf.
https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2870EVKIT.pdf.
https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2880EVKIT.pdf.

in - nizkošumni diferencialni operacijski ojačevalniki

MAX44205 in MAX44206 proizvodnjo podjetja Maxim integriran So nizkošumni popolnoma diferencialni operacijski ojačevalniki, zasnovani za delovanje z natančnimi visokohitrostnimi 16/18/20 bitnimi A/D pretvorniki, kot je npr.
Edinstvena kombinacija lastnosti, širok razpon napajalnih napetosti (2,7 ... 13,2 V), nizka poraba energije in široka pasovna širina omogočajo njihovo uporabo v visoko zmogljivih sistemih za pridobivanje podatkov z nizko porabo.
Oba ojačevalnika preko zatiča VCOM omogočata krmiljenje izhodne napetosti običajnega načina, kar v nekaterih primerih močno poenostavi vezje merilnega kanala in normalizira enosmerno komponento izhodnega signala v skladu z zahtevami ADC.
MAX44205 ima izbirno funkcijo omejevanja izhodne napetosti, ki omejuje izhodno napetost na celotno skalo ADC, ko je napajalna napetost ojačevalnika višja od največje vhodne napetosti pretvornika.
V načinu nizke porabe ojačevalniki črpajo le 6,8 μA toka, kar podaljša življenjsko dobo baterije v samostojnih merilnih sistemih ali zmanjša celotno porabo energije sistema med meritvami.
Ojačevalniki so na voljo v miniaturnih, a enostavno spajkanih 12-pinskih µMAX® in 10-pinskih TDFN paketih. Območje delovne temperature -40 ... 125 ° C.
Za oceno parametrov ojačevalnikov je bila razvita demo plošča. MAX44205EVKIT #... MAX44205 se uporablja tudi kot ADC gonilnik na demo plošči. MAX11905DIFEVKIT #.
Priporočene aplikacije ojačevalnika:

aktivni filtri;
sistemi za nadzor procesov visoke hitrosti;
Medicinska oprema;
pretvorba skupnih signalov v diferencialne;
diferencialna obdelava signalov.

Babkovsky A.P., Seleznev N.E. Yu. E. Sedakova GSP-486, N. Novgorod - 603950, Rusija tel.: 8312-666202, ext. 295, e-pošta: [email protected]

Povzetek - Predstavljeni so rezultati dela pri načrtovanju enostavnega mikrovalovnega sintetizatorja v C-pasu, ki temelji na enočipnem čipu za avtomatsko krmiljenje frekvence.

I. Uvod

Povečanje delovnih frekvenc na milimetrsko območje valovnih dolžin v radarskih napravah kratkega dosega z Dopplerjevo obdelavo odbitih signalov zahteva znatno povečanje stabilnosti sevanih nihanj.

Uporaba vezij za obdelavo signalov, ki temeljijo na merjenju Dopplerjevega zamika pri vmesnih frekvencah v decimetrskem frekvenčnem območju, za povečanje učinkovitosti naprave zahteva uporabo koherentnih generatorjev na poti oddajnika in sprejemnika.

Trenutno je najbolj optimalen način za pridobivanje koherentnih signalov za takšne sisteme milimetrskih valov uporaba frekvenčnih sintetizatorjev v centimetrskem frekvenčnem območju in jih nato pomnožite in ojačate.

Praviloma so takšni sintetizatorji zgrajeni v skladu z vezji z več zankami z uporabo mešalnikov, delilnikov in frekvenčnih množiteljev.

Vendar pa v Zadnja leta zgornja delovna frekvenca sintetizatorjev z enim čipom s fazno zaklenjeno zanko (PLL) se je dvignila na sredino C-pasa.

Trenutno sta Skyworks in Analog Devices vodilna v proizvodnji sintetizatorjev PLL z enim čipom za to frekvenčno območje.

Na ruskem trgu elektronskih komponent so izdelki podjetja Skyworks Inc. zastopa podjetje: LLC "Radiocomp", Moskva.

Od leta 1993, po podpisu neposredne licenčne pogodbe z Analog Devices, ZAO Argussoft Company, Moskva, redno posodablja in ponuja razvijalcem celotno paleto komponent in naprav za odpravljanje napak.

Podjetje "MEI Electronic Components" iz Moskve razvijalcem ponuja podrobne materiale o uporabi sintetizatorjev mikrovezij PLL različnih proizvajalcev.

Z dvigom zgornje delovne frekvence PLL sintetizatorjev na frekvence v C-pasu je bilo mogoče ustvariti sintetizatorje z eno zanko, ki so precej preproste strukture.

V številnih primerih je takšen pristop k konstrukciji glavnega oscilatorja (MO) in lokalnih oscilatorjev ugodnejši z vidika tehničnih, masnodimenzionalnih in ekonomskih kazalnikov.

Glavni parametri nekaterih mikrovezij sintetizatorja PLL, ki delujejo v C-pasu, so prikazani v tabeli 1.

Tab. 1. Primerjalne značilnosti mikrovezij sintetizatorja PLL.

Tabela 1. Primerjalne značilnosti IC sintetizatorjev PLL

II. Glavni del

Funkcionalni diagram ZG in lokalnega oscilatorja te vrste na osnovi enozančnega frekvenčnega sintetizatorja je prikazan na sliki 1.

Slika 1. Blok diagram sintetizatorja.

sl. 1 Blok diagram sintetizatorja

kjer je Ref. Gen. - natančen nizkošumni referenčni kristalni oscilator GK62-TS, pS - mikrokrmilnik, PLL IC - sintetizatorsko mikrovezje, LPF - nizkoprepustni filter, skalirni ojačevalnik - skalirni operacijski ojačevalnik, dielektrični resonator VCO - napetostno krmiljen oscilator (VCO) na osnovi dielektričnega resonator, Izolator - Mikrovalovni ventil, Smerni spojnik - Smerni spojnik.

Ob upoštevanju lastnih izkušenj pri razvoju mikrovalovnih sintetizatorjev in rezultatov raziskovanja različnih mikrovezij PLL sintetizatorjev je bilo za razvoj MO in lokalnega oscilatorja izbrano mikrovezje CX72302 z delno spremenljivim razmerjem delitve podjetja Skyworks Inc. ...

Glavne značilnosti mikrovezja СХ72302:

■ največja izhodna frekvenca glavnega kanala - 6,1 GHz;

■ pomožni - 1000 MHz;

■ omejitev delovanja ICPD - 25 MHz;

■ zajamčen čas preklopa frekvence ne več kot 100 µs;

■ raven lastnega hrupa -128 dB / Hz;

■ frekvenčni korak manjši od 400 Hz.

Uporaba СХ72302 omogoča zadostno

visoka delovna frekvenca impulznega frekvenčno-faznega detektorja (PFD) F = 16,384 MHz za pridobitev koraka uravnavanja frekvence 250 Hz zaradi visoke stopnje granularnosti (262144). Povečanje delovne frekvence ICPD vodi do zmanjšanja faktorja množenja frekvence zanke PLL in izboljšanja parametrov šuma signala.

Za zmanjšanje ravni hrupa v izhodnem signalu se uporablja generator z visoko Q dielektričnim resonatorjem (DR). Linearno uravnavanje frekvence v takem generatorju se izvaja z uporabo varikapa ZA627A-6, ki je šibko povezan z DR. Uporaba tranzistorja 2T963A-2 omogoča pridobitev izhodne moči generatorja reda 50 mW.

Mikrovalovni signal iz izhoda VCO se dovaja skozi vrata in usmerjen spojnik na izhod frekvenčnega sintetizatorja (izhodna moč je + 15 dBm - približno 30 mW). Nekaj moči iz usmerjenega spojnika (25 dB navzkrižno dušenje) se preusmeri na vhod PLL.

Parametri nizkoprepustnega filtra v povratni zanki PLL so bili izračunani po metodi National Semiconductor Company. V programu Math-CAD2000 smo simulirali delovanje PLL zanke in preverili njeno stabilnost v delovnem frekvenčnem območju.

Pri izhodnih frekvencah sintetizatorja na sredini C-pasu faktor množenja frekvence zanke PLL doseže 380 (delovna frekvenca faznega detektorja je 16 MHz). Spektralna gostota faznega šuma referenčnega kristalnega oscilatorja GK-62TS-

0 je minus (145 - 155) dB / Hz. Spektralna gostota faznega šuma mikrovezja PLL je 128 dB / Hz. Zato je spektralna gostota faznega šuma ustvarjenega signala določena z mikrovezjem in je

UV = -128+ 20 log 380 = -77 dB / Hz.

Izhodno frekvenco sintetizatorja nadzira mikrokrmilnik Atmel AT90S8515-8PI. Za pospešitev prehodnega procesa se preklapljanje frekvenc izvede pri največjem toku faznega detektorja. Po zajemu določene frekvence se tok faznega detektorja zmanjša na nazivno raven, kar vodi do znižanja nivoja diskretne komponente s primerjalno frekvenco faznega detektorja v spektru izhodnega signala sintetizatorja. Po preklopu sintetizatorja mikrokrmilnik preide v "sleep" način z izklopljenim kristalnim oscilatorjem, da zmanjša šum iz digitalnega dela vezja.

Strukturno je sintetizator izdelan v obliki sklopa ločenih enot, ki so med seboj povezane s trdimi koaksialnimi kabli. Za mikrovezje PLL in pripadajoči jermen je bilo uporabljeno tiskano vezje iz steklenih vlaken FR-4 debeline 0,8 mm. Kljub relativno visoki frekvenci delovanja je uporaba substrata iz poceni materiala povsem upravičena.

III. Eksperimentirajte

Eksperimentalne študije parametrov hrupa frekvenčnega sintetizatorja so bile izvedene z napravo za določanje spektralne gostote faznega šuma НР3048А.

Spektralna gostota faznega šuma obravnavanega enostavnega frekvenčnega sintetizatorja z eno zanko pri velikih odmikih od nosilca je:

10 kHz -92 dB / Hz;

100 kHz -117 dB / Hz.

Zaradi šibke povezave varikapa z dielektričnim resonatorjem je bilo mogoče dobiti precej dobre parametre hrupa sintetizatorja, vendar njegov pas uglaševanja ne presega 50 MHz, ko se krmilna napetost na varikapu spremeni z 1 na 25 V.

Če želite razširiti delovno frekvenčno območje sintetizatorja, lahko uporabite nadzorovan generator, ki temelji na YIG. Toda to bo zahtevalo spremembo vezja za krmiljenje frekvence.

IV. Zaključek

Uporaba enočipnega mikrovezja z delnim delitvenim faktorjem v povratni zanki PLL omogoča načrtovanje kompaktnih frekvenčnih sintetizatorjev po vezju z eno zanko z izhodnimi frekvencami do zgornje delovne frekvence mikrovezja PLL s frekvenco korak nastavitve v takem sistemu z eno zanko manj kot 400 Hz in sprejemljivo stopnjo spektralne gostote faznega šuma ...

V. Literatura

HF in SHF radijske komponente tujih proizvajalcev. Cenik. Številka 5. M. 2004.

www.argussoft.ru

"MEI Electronic Components" poletje'2004.

RF/mikrovalovne komponente, elektromehanika, napajalne naprave. Elektronski katalog 2004

Babkovsky A.P. Izkušnje pri načrtovanju PLL sintetizatorjev na osnovi mikrovezij QUALCOMM in Mini-Circuits za enoto referenčnih signalov merilnika nivoja milimetrskih valov. - V knjigi. "8. mednarodna krimska konferenca" Mikrovalovna tehnika in komunikacijske tehnologije ". Zbornik konference ”[Sevastopol, 14.-17. 1998]. Sevastopol: Weber, 1998, letnik 2, str.667-668.

Babkovsky A. P., Seleznev N. E. Hibridni frekvenčni sintetizatorji PLL / DDS. - V knjigi. "11. mednarodna krimska konferenca" Mikrovalovna tehnika in komunikacijske tehnologije ". Konferenčna gradiva ”[Sevastopol, 10.-14. sep. 2001]. Sevastopol: Weber, 2001, str. 112-114.

A. P. Babkovsky, N. Ye. Seleznev Hitri oktavni mikrovalovni sintetizator z majhnim korakom uravnavanja frekvence. - V knjigi. "13. mednarodna krimska konferenca" Mikrovalovna tehnika in komunikacijske tehnologije ". Konferenčna gradiva ”[Sevastopol, 8-12 sept. 2003]. Sevastopol: Weber, 2003, str. 136-138.

www.skyworksinc.com

ENO-ZANJSKI SINTEZIZATOR ZA C-PAS Z ULTRA FINO FREKVENČNIM KORAKOM

Babkovsky A., Seleznev N.

Zvezno državno enotno podjetje Raziskovalni inštitut za merilne sisteme imenuje po Yu. da. Sedakov GSP-486, Nižni Novgorod - 603950, Rusija e-pošta: [email protected]

Povzetek - V prispevku so obravnavani rezultati enostavne zasnove frekvenčnega sintetizatorja v C-pasu na podlagi enozančnega PLL.

Dvig delovnih frekvenc Dopplerjevega radarja kratkega dosega do MM-pasa zahteva veliko izboljšanje stabilnosti oddanega signala.

Načelo obdelave signala temelji na merjenju Dopplerjeve frekvence odbitih signalov na vmesni frekvenci (v UHF območju). Tako morata biti vzbujevalnik verige oddajnika in lokalni oscilator sprejemnika (LO) koherentna.

Trenutno je najbolj zaželen pristop pri generiranju koherentnih signalov uporaba frekvenčnih sintetizatorjev v C-pasu skupaj z množitelji in ojačevalniki.

Ti sintetizatorji so pogosto zasnovani z uporabo sheme z več zankami v povezavi s frekvenčnimi mešalniki, delilniki in množilci.

V zadnjih letih se je zgornja delovna frekvenca PLL IC povečala na C-pas. Zdaj so vodilni proizvajalci IC PLL za ta frekvenčni pas Skyworks in Analog Devices. Povečanje delovne frekvence IC omogoča oblikovanje enostavnih frekvenčnih sintetizatorjev z eno zanko v C-pasu.

V nekaterih primerih je ta pristop morda bolj zaželen.

Blok diagram vzbujevalnika oddajnika na osnovi enozančnega PLL je prikazan na sliki 1. Ob upoštevanju naših veščin pri načrtovanju sintetizatorja je bil Skyworks CX72302 Fractional-N PLL IC izbran za zasnovo vzbujevalnika in LO. Za več podrobnosti obiščite spletno mesto www.skyworksinc.com.

Z uporabo CX72302 lahko dobimo frekvenčni korak 250 Hz samo s primerjalno frekvenco faznega detektorja 16,384 MHz zaradi visoke stopnje frakcialnosti, 2 18. Visoka frekvenca faznega detektorja vodi do zmanjšanja vrednosti glavnega delilnika N in izboljšanja parametrov šuma.

Visoko-Q dielektrični resonatorski oscilator (DRO) se uporablja za doseganje boljše zmogljivosti hrupa iz pasovnega pasu PLL. Linearni frekvenčni pomik se izvaja z uporabo varikapa, ki ima šibko povezavo z DR. Izhodna moč generatorja DRO je 50 mW.

Signal prehaja skozi izolator in usmerjen spojnik na izhod sintetizatorja (izhodna moč je + 15dBm - cca. 30 mW). Del moči iz sklopljenih vrat usmerjenega spojnika je usmerjen na vhod PLL IC.

Komponente zančnega filtra so bile izračunane po metodah, ki jih je predlagal National Semiconductor. Analiza stabilnosti zanke je bila ovrednotena v MathCAD 2000.

Razmerje delitve glavne zanke se poveča na 380 (frekvenca faznega detektorja 16 MHz) pri frekvencah približno 6 GHz. Spektralna gostota faznega šuma PLL IC je -128 dB / Hz. Tako je spektralna gostota faznega šuma v pasu PLL določena s šumom PLL IC, čeprav je fazni šum referenčnega generatorja (-145 ... -155 dB / Hz) in je enak -77 dB / Hz.

Krmiljenje izhodne frekvence sintetizatorja izvaja mikrokrmilnik Atmel AT90S8515-8PI. Da bi zmanjšali čas preklopa frekvence, se tok polnilne črpalke poveča na največjo vrednost. Po zaklepanju se tok polnilne črpalke preklopi na nazivno vrednost in mikrokrmilnik se preklopi v način mirovanja, pri čemer se generator ure izklopi. To omogoča zatiranje šuma v izhodnem spektru digitalnega vezja.

Parametri šuma izhodnega signala sintetizatorja so bili izmerjeni s testnim nizom HP3048A.

Dno faznega hrupa testiranega sintetizatorja PLL z eno zanko znotraj odmikov od nosilca je:

Odmik frekvence Tla faznega hrupa

10 kHz -92 dB / Hz

100 kHz -117 dB / Hz

Šibka povezava med varikapom in dielektričnim resonatorjem v uglašenem generatorju zagotavlja precej dobre parametre hrupa, vendar je sintetizirani frekvenčni pas preozek (približno 50 MHz v območju uravnavanja varikapa od 1 do 25 voltov).

Za razširitev sintetiziranega frekvenčnega pasu je mogoče uporabiti YIG uglašen oscilator. Toda v tem primeru je treba spremeniti vezje za uravnavanje frekvence.

Fractional-N PLL z enim čipom omogoča izdelavo majhnih frekvenčnih sintetizatorjev z eno zanko za frekvence do največje delovne frekvence PLL IC s frekvenčnim korakom manj kot 400 Hz in sprejemljivo stopnjo faznega šuma.

Imetniki patenta RU 2580068:

Izum se nanaša na radijsko tehniko in se lahko uporablja v oddajnih in sprejemnih napravah mikrovalovnega frekvenčnega območja. Tehnični rezultat je povečanje stabilnega delovanja pri nastavljanju frekvence vhodnega mikrovalovnega signala. Mikrovalovni frekvenčni sintetizator vsebuje napetostno krmiljen mikrovalovni generator (VCO), usmerjen spojnik, mikrovalovni mešalnik, vir vhodnega mikrovalovnega signala, prvi frekvenčni delilnik s spremenljivim faktorjem delitve, detektor frekvenčne faze, drugi frekvenčni delilnik s spremenljivim delitvenim faktorjem, referenčnim virom signala, nizkofrekvenčnim filtrom, faznim primerjalnikom, čakajočim multivibratorjem, dvema diodama in operacijskim ojačevalnikom. 4 bolna.

Izum se nanaša na radijsko tehniko, in sicer na mikrovalovne frekvenčne sintetizatorje širokega razpona s predhodno, začetno nastavitvijo frekvence mikrovalovnega napetostno krmiljenega generatorja (VCO), vključenega v širokoobmočno fazno zaklenjeno zanko (PLL) mikrovalovne pečice. frekvenčni sintetizator in se lahko uporablja v sprejemnih napravah mikrovalovnega frekvenčnega območja ...

Znani sistemi za aktivno frekvenčno sintezo, pri katerih se filtriranje nihanj sintetiziranih frekvenc izvaja z aktivnim filtrom v obliki fazno zaklenjene zanke. V tem primeru se frekvenca signala pretvori na primer z delitvijo v nizkofrekvenčno območje, kjer se primerja s frekvenco referenčnega generatorja in napetostjo samonastavljivega napetostno krmiljenega mikrovalovnega generatorja (VCO). ) se ustvari. Sistemi aktivne sinteze zagotavljajo večjo zavrnitev lažnih spektralnih komponent in nosilnega faznega šuma. Vendar pa je v tej shemi zaradi visokega razmerja frekvenčne delitve VCO nemogoče doseči nizko raven šuma izhodnega signala sintetizatorja.

Znan mikrovalovni frekvenčni sintetizator, ki izvaja princip aktivne sinteze z zanko PLL, ki je izbran kot prototip predloženega izuma. Mikrovalovni frekvenčni sintetizator vsebuje mikrovalovni VCO, katerega izhod je preko usmerjenega spojnika povezan z izhodom mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja in s prvim vhodom mikrovalovnega mešalnika, katerega drugi vhod je povezan z izhodom vira. vhodnega mikrovalovnega signala s frekvenčnim f vhodom mikrovalovne pečice je izhod mikrovalovnega mešalnika povezan z vhodom prvega frekvenčnega delilnika (DF) s spremenljivim delilnikom n, katerega izhod je povezan s prvim vhodom frekvenčno-faznega detektorja (PFD) je drugi vhod frekvenčno-faznega detektorja povezan z izhodom drugega frekvenčnega delilnika s spremenljivim delitvenim faktorjem m, katerega vhod je povezan z virom referenčnega signala frekvenco f OP, izhod frekvenčno-faznega detektorja preko nizkoprepustnega filtra (LPF) pa je povezan z vhodom mikrovalovnega VCO. V tem primeru tvorijo smerni sklopnik, mešalnik, prvi frekvenčni delilnik, PFD in LPF zanko PLL.

Znani mikrovalovni frekvenčni sintetizator omogoča doseganje nizke ravni faznega šuma izhodnega signala mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja s frekvenco f MF z zmanjšanjem delitvenega razmerja prvega frekvenčnega delilnika, ko se uporablja kot vhodni mikrovalovni signal s frekvenco. f vhod mikrovalovnega signala z nizko stopnjo faznega šuma. Poleg tega vam zmanjšanje delitvenega razmerja prvega frekvenčnega delilnika omogoča povečanje ojačenja zanke PLL. Ker je v takšni shemi frekvenca vhodnega mikrovalovnega signala f v mikrovalovni pečici izbrana iz pogoja f v mikrovalovni pečici > f srednjega območja, je za vzdrževanje konstantne vrednosti ojačenja zanke PLL mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja potrebno kompenzira spremembo faktorja delitve prvega frekvenčnega delilnika s spreminjanjem naklona frekvenčnega uglaševanja mikrovalovnega VCO, da se ohranijo pasovi krmiljenja zanke PLL.

Če pa so premiki frekvence f VCO UHF VCO večji od 2 f IF (kjer je vmesna frekvenca f IF = f v UHF -f VCO), potem bo v tem mikrovalovnem frekvenčnem sintetizatorju prišlo do napak pri fazni sinhronizaciji, kar bo povzročilo izgubo zmogljivosti sintetizatorja.

Poleg tega znani mikrovalovni frekvenčni sintetizator deluje le, če se vhodni mikrovalovni signal s fiksno frekvenco f vhoda mikrovalovne pečice dovaja na drugi vhod mikrovalovnega mešalnika. Ko se vhodni mikrovalovni signal s spremenljivo (nastavljivo) vhodom mikrovalovne frekvence f dovaja na ta vhod mikrovalovnega mešalnika v pasu, ki je večji ali enak 2 f IF, lahko pride do motenj fazne sinhronizacije tudi v sintetizatorju mikrovalovne frekvence.

Tehnični problem pričujočega izuma je ustvariti mikrovalovni frekvenčni sintetizator širokega razpona z nizko stopnjo faznega šuma in kratkim časom uglaševanja frekvence izhodnega signala f MF sintetizatorja, ki zagotavlja odsotnost kršitev fazne sinhronizacije pri spreminjanju (uglaševanju) frekvenca vhodnega mikrovalovnega signala f vhodne mikrovalovne pečice v pasu, ki je enaka ali večja od podvojene frekvence signala vmesne frekvence f IF, kjer je f IF = f v mikrovalovni pečici -f VCO, kot tudi zagotavljanje ohranjanja fazne sinhronizacije kadar je frekvenca f VCO mikrovalovnega signala VCO večja od 2 f IF.

Tehnični rezultat je preprečiti kršitve fazne sinhronizacije, ki jih povzročajo prehodni procesi v zanki PLL, in zagotoviti stabilno delovanje mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja med delovanjem, tudi pri nastavljanju frekvence f vhoda mikrovalovnega vhodnega mikrovalovnega signala.

Bistvo tehnične rešitve je v tem, da predlagani mikrovalovni frekvenčni sintetizator vsebuje napetostno krmiljen mikrovalovni generator (VCO), katerega izhod je povezan z vhodom usmerjenega spojnika, katerega prvi izhod je izhod mikrovalovni frekvenčni sintetizator, drugi izhod usmerjenega spojnika pa je povezan s prvim vhodom mikrovalovnega mešalnika, drugi vhod mikrovalovnega mešalnika je povezan z izhodom vhodnega vira mikrovalovnega signala, izhod mikrovalovnega mešalnika je povezan na vhod prvega frekvenčnega delilnika s spremenljivim razmerjem delitve, katerega izhod je povezan s prvim vhodom frekvenčno-faznega detektorja, je drugi vhod frekvenčno-faznega detektorja povezan z izhodom drugega frekvenčnega delilnika s spremenljivim delitvenim razmerjem, katerega vhod je povezan z izhodom referenčnega vira signala, nizkoprepustni filter pa je vključen med detektor frekvenčne faze in mikrovalovni VCO. Mikrovalovni frekvenčni sintetizator dodatno vsebuje fazni primerjalnik, čakajoči multivibrator, dve diodi in operacijski ojačevalnik. V tem primeru sta prvi in drugi izhod frekvenčno-faznega detektorja povezana s prvim in drugim vhodom operacijskega ojačevalnika, katerega izhod je povezan z vhodom mikrovalovnega VCO, nizkoprepustni pa filter je povezan med prvim vhodom operacijskega ojačevalnika in njegovim izhodom, prvi vhod faznega primerjalnika je povezan z izhodom prvega frekvenčnega delilnika s spremenljivim razmerjem delitve in prvim vhodom frekvenčno-faznega detektorja, drugi vhod faznega primerjalnika je povezan z izhodom drugega frekvenčnega delilnika s spremenljivim razmerjem delitve in z drugim vhodom frekvenčno-faznega detektorja, izhod faznega primerjalnika je povezan z vhodom čakajočega multivibratorja, prvi izhod čakajočega multivibratorja, ki je preko prve diode povezan s prvim izhodom frekvenčno-faznega detektorja in s prvim vhodom operacijskega ojačevalnika, je drugi izhod čakajočega multivibratorja povezan preko druge diode z drugim izhodom frekvenčnega ojačevalnika. frekvenčno-fazni detektor in z drugim vhodom operacijskega ojačevalnika. Poleg tega sta prva in druga dioda vklopljeni druga proti drugi, medtem ko mikrovalovna VCO, smerni spojnik, mikrovalovni mešalnik, prvi frekvenčni delilnik, frekvenčno-fazni detektor, operacijski ojačevalnik in nizkoprepustni filter tvorijo fazno zaklenjeno zanko (PLL ) pod pogojem: τ m> τ PLL, kjer je T M obdobje nihanja čakajočega multivibratorja, τ PLL je čas za vzpostavitev sinhronizacije v fazno zaklenjeni zanki.

Vključitev faznega primerjalnika in čakajočega multivibratorja z dvema nasprotno povezanima diodama na izhodu v vezje mikrovalovnega sintetizatorja omogoča prednastavitev frekvence f VCO mikrovalovnega VCO signala, ko je motena fazna sinhronizacija v zanki PLL, kar se pojavi pri preklopu frekvence f vhoda mikrovalovnega vhoda mikrovalovnega signala ali med prehajanjem frekvence f VCO mikrovalovnega VCO signala, na primer, ko je mikrovalovni sintetizator vklopljen, kar zagotavlja hitro obnovitev fazne sinhronizacije in poveča stabilnost mikrovalovne pečice frekvenčni sintetizator. V tem primeru se po obnovitvi zanke PLL čakajoči multivibrator izklopi in ne vpliva na nadaljnje delovanje zanke PLL.

Operacijski ojačevalnik z nizkoprepustnim filtrom v povratni zanki tvori krmilno pasovno širino zanke PLL.

Čas med koncem prvega impulza in začetkom naslednjega impulza čakajočega multivibratorja, ki ga določi RC vezje tega multivibratorja, mora biti večji od časa, ki je potreben za vzpostavitev sinhronizacije v zanki PLL, tj. mora biti izpolnjen pogoj:

T M -τ m> τ PLL.

Izum je ponazorjen z risbami.

sl. 1 prikazuje blokovni diagram predlaganega mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja, kjer

1 - mikrovalovni generator (VCO) s frekvenco f VCO (krmilna napetost U UPR);

3 - mešalnik za mikrovalovno pečico;

4 - vir vhodnega mikrovalovnega signala s frekvenco f vhodne mikrovalovne pečice;

5 - prvi frekvenčni delilnik s spremenljivim razmerjem delitve n;

6 - frekvenčno-fazni detektor (izhodna napetost U PFD);

7 - drugi frekvenčni delilnik s spremenljivim faktorjem delitve m;

8 - vir referenčnega signala s frekvenco f OP;

9 - operacijski ojačevalnik;

10 - nizkoprepustni filter;

11 - fazni primerjalnik (izhodna napetost U FC);

12 - čakajoči multivibrator (izhodna napetost naprej U m1 in inverzna

13 - prva dioda;

14 - druga dioda;

f IF = f vhod mikrovalovna -f VCO - signal vmesne frekvence;

f MF - izhodni signal mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja.

sl. 2 prikazuje časovna diagrama vhodne U FC in izhodne U m1 in U m2 napetosti čakajočega multivibratorja, ki je del predlaganega mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja, kjer

T M - obdobje nihanja čakajočega multivibratorja 12;

τ m - trajanje impulza čakajočega multivibratorja 12;

τ PLL je čas za vzpostavitev sinhronizacije v fazno zaklenjeni zanki.

sl. 3 prikazuje pas uglaševanja izhodnega mikrovalovnega signala s frekvenco f MF = f VCO glede na vhod s fiksno frekvenco f mikrovalovnega vhodnega mikrovalovnega signala predlaganega mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja.

sl. 4 prikazuje pas uglaševanja izhodnega mikrovalovnega signala s frekvenco f MF = f VCO glede na nastavljivo frekvenco f v mikrovalovnem vhodnem mikrovalovnem signalu predlaganega mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja.

Predlagani mikrovalovni frekvenčni sintetizator, katerega blok diagram je prikazan na sl. 1, vsebuje napetostno krmiljen mikrovalovni generator (VCO) 1, katerega izhod je povezan z vhodom usmerjenega sklopnika 2, katerega en izhod je izhod mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja, drugi pa izhod usmerjenega sklopnika 2 je priključen na prvi vhod mikrovalovnega mešalnika 3, katerega drugi vhod je povezan z izhodnim virom vhodnega mikrovalovnega signala 4 s frekvenco f vhodne mikrovalovne pečice. Izhod mikrovalovnega mešalnika 3 je povezan z vhodom prvega frekvenčnega delilnika 5 s spremenljivim delilnikom n, katerega izhod je povezan s prvim vhodom frekvenčno-faznega detektorja 6. Drugi vhod frekvenčno-faznega detektorja fazni detektor 6 je priključen na izhod drugega frekvenčnega delilnika 7 s spremenljivim delitvenim faktorjem m, vhod katerega je povezan z izhodom vira referenčnega signala 8 s frekvenco f OP. Dva izhoda frekvenčno-faznega detektorja 6 sta povezana z dvema vhodoma operacijskega ojačevalnika 9, katerega izhod je povezan z vhodom mikrovalovnega generatorja VCO 1, medtem ko je nizkoprepustni filter 10 povezan med prvim vhodom operacijski ojačevalnik 9 in njegov izhod 10. Prvi vhod faznega primerjalnika, ki je dodan v vezje 11, je priključen na izhod prvega frekvenčnega delilnika 5 in prvi vhod frekvenčno-faznega detektorja 6, drugi vhod faze primerjalnik 11 je priključen na izhod drugega frekvenčnega delilnika 7 in drugi vhod frekvenčno-faznega detektorja 6. Izhod faznega primerjalnika 11 je povezan z vhodom čakajočega multivibratorja 12, katerega izhod usmerimo skozi prva dioda 13 je s prvim vhodom operacijskega ojačevalnika 9 povezana s prvim izhodom detektorja frekvenčne faze bis, inverzni izhod čakajočega multivibratorja 12 preko druge diode 14 je povezan z drugim izhodom frekvenčne faze detektor 6 in na drugi vhod operacijskega ojačevalnika 9 se prva in druga dioda vklopita ena nasproti druge. V tej shemi tvorijo mikrovalovni VCO 1, usmerjeni spojnik 2, mikrovalovni mešalnik 3, prvi frekvenčni delilnik 5, detektor frekvenčne faze 6, drugi frekvenčni delilnik 7, operacijski ojačevalnik 9 in nizkoprepustni filter 10. zanko PLL.

Predlagani mikrovalovni frekvenčni sintetizator deluje na naslednji način. Izhodni signal mikrovalovnega VCO 1 s frekvenco f VCO skozi spojnik 2 in izhodni mikrovalovni signal vira vhodnega mikrovalovnega signala 4 s frekvenco f vhoda mikrovalovne pečice se napajata v mikrovalovni mešalnik 3, na izhodu od katerega se ekstrahira vmesni frekvenčni signal f IF, ki se napaja na vhod prvega frekvenčnega delilnika 5 in po deljenju s faktorjem n se signal iz izhoda prvega frekvenčnega delilnika 5 dovaja na prvi vhod frekvenčnega delilnika 5. frekvenčno-fazni detektor 6. Signal referenčne frekvence f OP iz izhoda vira referenčnega signala 8 se dovaja na vhod drugega frekvenčnega delilnika 7, kjer se frekvenca deli s faktorjem m. Signal iz izhoda drugega frekvenčnega delilnika 7 se dovaja na drugi vhod frekvenčno-faznega detektorja (PFD) 6, v katerem se primerja s signalom, prejetim iz izhoda prvega frekvenčnega delilnika 5, in krmilnik napetost U PFD se generira na dveh izhodih frekvenčno-faznega detektorja 6, katerih vrednost in predznak sta sorazmerna z razliko v frekvencah in fazah primerjanih signalov. Ta krmilna napetost U PFD skozi operacijski ojačevalnik 9 in nizkoprepustni filter 10, vključena v povratno vezje operacijskega ojačevalnika 9, se dovaja na krmilni vhod mikrovalovnega VCO 1 kot krmilna napetost U UPR. PLL zanka.

Pogoji za izvedbo frekvenčno-fazne sinhronizacije v zanki PLL so enakost frekvenc in faz signalov, ki se dovajajo na vhode frekvenčno-faznega detektorja, to je f OP / m = f IF / n, φ OP = φ ČE,

kjer je f IF = f vhod mikrovalovna pečica -f VCO,

m je faktor delitve frekvence referenčnega signala s frekvenco f OP;

n je faktor delitve frekvence signala vmesne frekvence f IF;

φ OP - faza referenčnega signala s frekvenco f OP;

φ IF - faza signala vmesne frekvence f IF.

Pri nastavljanju frekvence vhodnega mikrovalovnega signala f vhodne mikrovalovne pečice v pasu, ki je enak ali večji od podvojene frekvence vmesnega frekvenčnega signala f IF, kjer je f IF = f vhodni mikrovalovni -f VCO, kot tudi, ko je frekvenca mikrovalovni signal VCO f VCO je več kot 2 f IF, vhodni mikrovalovni signal f v mikrovalovni pečici v predloženem izumu prehaja skozi zanko PLL mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja, to je skozi fazni primerjalnik 11, čakajoči multivibrator 12, kot kot tudi nasprotno povezane diode 13, 14.

Ob prisotnosti fazne sinhronizacije v zanki PLL se iz izhoda faznega primerjalnika 11 pošlje krmilni signal na čakajoči multivibrator 12, ki izklopi čakajoči multivibrator 12, to je izhodna napetost faznega primerjalnika 11 U. FC (na primer nivo tranzistorsko-tranzistorske logike TTL) v obliki logične enote. V tem času čakajoči multivibrator 12 ne generira impulznih izhodnih signalov na direktnem in inverznem izhodu z napetostmi U M1 oziroma U M2 in ne vpliva na delovanje zanke PLL. Na direktnih in inverznih izhodih čakajočega multivibratorja 12 sta konstantni napetosti U M1 in U M2 nastavljeni v protifazi, ki ustrezata logični ničli in logični enoti). Časovni diagrami vhodnih U FC in izhodnih U M1 in U M2 napetosti čakajočega multivibratorja 12 so prikazani na sl. 2

Če je prekršena sinhronizacija frekvence in faze v zanki PLL, signal U FC v obliki logične ničle iz izhoda faznega primerjalnika 11 zažene čakajoči multivibrator 12, ki na direktnem in inverznem izhodu generira izhodne impulzne signale. z napetosti U M1 (ustreza logični enoti) in U M2 (ustreza logični ničli), ki prihajajo skozi diode 13, 14 na prvi in drugi vhod operacijskega ojačevalnika 9. Med delovanjem impulza čakajočega multivibrator 12, torej v času trajanja τ m impulza čakajočega multivibratorja 12, odvisno od faznosti vhodov PFD 6, je na izhodu operacijski ojačevalnik 9 nastavljen na največjo ali najmanjšo vrednost napetostnega krmiljenja. frekvence mikrovalovnega signala VCO 1. V tem primeru so kršeni pogoji za frekvenčno fazno sinhronizacijo (f OP / m = f IF / n, φ OP = φ IF) in frekvenčno-fazni detektor 6 generira napetost U PFD, ki zagotavlja obnovitev sinhronizacije (to je začetek procesa sinhronizacije i) v zanki PLL. Pri obnovi frekvenčno-fazne sinhronizacije v zanki PLL fazni primerjalnik 11 izklopi čakajoči multivibrator 12 (na njegovih izhodih so konstantne napetosti spet nastavljene v protifazno, kar ustreza logični ničli in logični enoti). V primeru ponavljajoče se kršitve frekvenčno-fazne sinhronizacije v zanki PLL ali v primeru okvare v delovanju zanke PLL, fazni primerjalnik 11 ponovno zažene čakajoči multivibrator 12 in celoten postopek obnovitve sinhronizacije se ponovi. .

V nekaterih primerih je za delovanje zanke PLL, razen kršitve frekvenčno-fazne sinhronizacije v njej, potrebno, da se prehodni proces uravnavanja frekvence mikrovalovne VCO v zanki PLL začne od spodnjega (f VCO min) oz. zgornji (f VCO max) rob mikrovalovnega območja delovanja VCO do točke zaklepanja frekvence, pri kateri je f VCO = f MF, to je začetni nivo napetosti, ki se dovaja na krmilni vhod mikrovalovnega VCO 1 (v prehodnem načinu pred frekvenčna zaklepa), je bila vedno enaka minimalni oz največja vrednost... To je določeno s položajem frekvence f VCO izhodnega mikrovalovnega VCO signala glede na frekvenco f in mikrovalovnega vhodnega mikrovalovnega signala. V tem primeru sta možna dva glavna načina delovanja mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja, pri katerih je možna sinhronizacija v PLL zanki.

Razmislite o prvem načinu delovanja mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja, prikazanega na sl. 3. Recimo, da je frekvenca f vhoda mikrovalovnega vhodnega mikrovalovnega signala fiksna in presega f MF (kot v prototipu) in je pas uglaševanja mikrovalovnega VCO 1 (Δf VCO) dovolj velik, na primer znatno presega vrednost 2 f IF. V tem primeru lahko med prehodnim procesom pred zajemom frekvence detektor frekvenčne faze 6 sprejme zrcalni frekvenčni signal iz izhoda mikrovalovnega mešalnika 3 (na točki prekinitve sinhronizacije, pri kateri je f VCO = f 1 MF, kjer je f 1 MF = f v mikrovalovni + f IF), kar bo povzročilo prekinitev sinhronizacije v zanki PLL, prehod frekvenčnega signala f VCO mikrovalovni VCO v najvišji položaj, ki ustreza frekvenci f VCO max in , posledično do okvare mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja. Vezje mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja, izbranega kot prototip, ne zagotavlja možnosti izhoda iz te situacije. V predlaganem mikrovalovnem frekvenčnem sintetizatorju je ta problem rešen na naslednji način.

Fazni primerjalnik 11 v načinu frekvenčno-fazne sinhronizacije (f OP / m = f IF / n, φ OP = φ IF) generira na svojem izhodu signal U FC, ki ustreza logični enoti (log. "1"). Ta izhod faznega primerjalnika 11 je povezan z vhodom čakajočega multivibratorja 12, ki se sproži s signalom, ki ustreza logični ničli (logična "0"). Ko je vhodni signal enak log. "0", prvih 13 in drugih 14 diod sta zaprti in čakajoči multivibrator 12 ne vpliva na delovanje zanke PLL. V primeru kršitve načina fazne sinhronizacije se na izhodu faznega primerjalnika 11 pojavi signal, ki ustreza dnevniku. "0". To se lahko zgodi, ko je sintetizator mikrovalovne frekvence vklopljen ali ko je uglašena frekvenca f referenčnega signala. Signal, ki ustreza dnevniku. "0" iz izhoda faznega primerjalnika 11 zažene čakajoči multivibrator 12 in na njegovih neposrednih in inverznih izhodih med trajanjem impulza τ m se pojavijo napetostni nivoji, enaki log "1" in log. "0" (to je inverzno od prejšnjega stanja), tako da se prvih 13 in drugih 14 diod odpreta in na prvi in drugi vhod operacijskega ojačevalnika 9 se dovaja diferencialna napetost, kar povzroči pojav začetne (minimalne ) krmilna napetost na izhodu operacijskega ojačevalnika 9, ki se nanaša na frekvenčni krmilni vhod mikrovalovnega VCO 1, s tem nastavi vrednost frekvence mikrovalovnega VCO f VCO = f VCO min. Po koncu impulza čakajočega multivibratorja 12 sledi premor, enak TM -τ m, kjer je TM obdobje ponovitve impulza čakajočega multivibratorja 12. Med tem premorom zanka PLL prilagodi frekvenco f VCO mikrovalovni VCO signal od minimalne vrednosti f VCO min do frekvence , pri kateri pride do sinhronizacije frekvence in faze (točka zaklepanja frekvence na sliki 3). Pri nastavitvi frekvence f VCO signala mikrovalovnega VCO na vrednost, pri kateri je f VCO = f MF (kjer je f MF = f v mikrovalovni pečici -f IF) in če je pogoj f VCO ≤f v mikrovalovni pečici (v skladu z faziranje PFD 6) je izpolnjen, nato frekvenčno-fazni način sinhronizacije, v katerem je f OP / m = f IF / n. Na izhodu faznega primerjalnika 11 je signal, ki ustreza nivoju dnevnika. "1", ki prevede multivibrator 12 v stanje pripravljenosti. Če iz nekega razloga do postopka sinhronizacije ni prišlo, se ponovi opisani cikel vzpostavljanja sinhronizacije v zanki PLL. Potreben pogoj za zaklepanje frekvence je v tem primeru, da mora obdobje ponovitve impulza čakajočega multivibratorja 12 ustrezati pogoju: T M -τm> τ zanke PLL, kjer je

T M - obdobje ponovitve impulza čakajočega multivibratorja,

τ m - trajanje impulza čakajočega multivibratorja,

τ zanke PLL - čas vzpostavitve sinhronizacije v zanki PLL.

Razmislite o drugem načinu delovanja mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja, prikazanega na sl. 4.

Recimo, da je v začetnem trenutku v mikrovalovnem frekvenčnem sintetizatorju izpolnjen pogoj frekvenčno-fazne sinhronizacije, medtem ko je f v mikrovalovni = f v mikrovalovni1. V tem primeru je frekvenca izhodnega signala mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja f MF = f MF · 1 = f v MW1 -f IF. Nato se frekvenca f v mikrovalovnem vhodnem mikrovalovnem signalu hitro uglasi v pasu Δf v mikrovalovnem vhodnem mikrovalovnem signalu (kot je prikazano na sliki 4) od vrednosti f v mikrovalovni pečici1 na vrednost f v mikrovalovni pečici2 (v tem primeru frekvenčni pas za uravnavanje vhodnega mikrovalovnega signala Δf v mikrovalovni pečici je več kot 2 f IF, kjer je f IF = f v mikrovalovni pečici -f VCO. Hkrati s prestrukturiranjem frekvence f v mikrovalovni pečici se frekvenca f VCO mikrovalovni VCO se ponovno nastavi iz vrednosti f MF1 na vrednost f MF2. Vendar je zaradi vztrajnosti zanke PLL mikrovalovni signal (t AC mikrovalovni vhod) vedno krajši od časa za vzpostavitev sinhronizacije v PLL zanka (τ PLL zanka), to je t mikrovalovni vhod AC ≤τ zanke PLL.

Zaradi vztrajnosti zanke PLL pri uravnavanju frekvence mikrovalovne VCO nastanejo tudi pogoji za kršitev sinhronizacije. Na primer, kot je prikazano na sl. 4, pri nastavitvi frekvence f VCO iz začetne vrednosti f MF1 (v zgornjem delu frekvenčnega območja uglaševanja mikrovalovnega VCO) na naslednjo nižjo vrednost f MF2 v frekvenci. v mikrovalovnem mešalniku se generira zrcalni signal vmesne frekvence na točki, kjer je f VCO = f 1 SCH2 = fin mikrovalovna2 + f IF. V tem primeru (za dano faziranje PFD 6) pogoj f VCO ≤f v mikrovalovni pečici ne bo izpolnjen, to pomeni, da frekvenca ni zaklenjena z zanko PLL, kar povzroči kršitev frekvenčno-fazne sinhronizacije z "vlečenje" frekvence f VCO na zgornjo skrajno vrednost f VCO max frekvenčno območje uglaševanja mikrovalovnega VCO. Za obnovitev frekvenčno-fazne sinhronizacije v zanki PLL v predloženem izumu je treba izvesti sinhronizacijski cikel, opisan v prvem načinu delovanja mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja. Vezje mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja, izbrano kot prototip, ne zagotavlja možnosti hitrega spreminjanja frekvence vhodnega mikrovalovnega signala, zato takšno vezje ne omogoča stabilne fazne sinhronizacije, ko je frekvenca vhodnega mikrovalovnega signala manjša. uglašen.

Zgoraj opisani načini nestabilnega delovanja PLL sistema v znanem mikrovalovnem frekvenčnem sintetizatorju, izbranem kot prototip izuma, so bili eksperimentalno preizkušeni in potrjeni.

Na podlagi predlaganega izuma so bili razviti in eksperimentalno testirani vzorci mikrovalovnih frekvenčnih sintetizatorjev, ki so potrdili stabilno delovanje s hitrim obnovitvenim časom frekvenčno-fazne sinhronizacije pri različnih načinih delovanja mikrovalovnih frekvenčnih sintetizatorjev - manj kot 100 μs.

Viri informacij

1. Manasevič V. Frekvenčni sintetizatorji. Teorija in oblikovanje. - M .: Sporočilo, 1979

2. Ryzhkov A.V., Popov V.N. Frekvenčni sintetizatorji v radiokomunikacijskem inženirstvu. - M .: Radio in komunikacija, 1991, str. 110-113.

Mikrovalovni frekvenčni sintetizator, ki vsebuje napetostno krmiljen mikrovalovni generator (VCO), katerega izhod je povezan z vhodom usmerjenega spojnika, katerega prvi izhod je izhod mikrovalovnega frekvenčnega sintetizatorja, drugi izhod usmerjenega spojnika pa je priključen na prvi vhod mikrovalovnega mešalnika, drugi vhod mikrovalovnega mešalnika je povezan z izhodnim virom vhodnega mikrovalovnega signala, izhod mikrovalovnega mešalnika je povezan z vhodom prvega frekvenčnega delilnika s spremenljivim razmerjem delitve , katerega izhod je povezan s prvim vhodom frekvenčno-faznega detektorja, je drugi vhod frekvenčno-faznega detektorja povezan z izhodom drugega frekvenčnega delilnika s spremenljivim delilnikom, katerega vhod je povezan z izhod referenčnega vira signala in nizkoprepustni filter je povezan med detektorjem frekvenčne faze in mikrovalovnim VCO, označen s tem, da mikrovalovni frekvenčni sintetizator dodatno vsebuje fazni primerjalnik, čakajoči multivibrator, dve diodi in operacijski ojačevalnik , medtem ko sta prvi in drugi izhod frekvenčno-faznega detektorja povezana s prvim in drugim vhodom operacijskega ojačevalnika, katerega izhod je povezan z vhodom mikrovalovnega VCO, nizkoprepustni filter pa je povezan med prvim vhodom operacijskega ojačevalnika in njegovim izhodom, prvi vhod faznega primerjalnika je priključen na izhod prvega frekvenčnega delilnika s spremenljivim razmerjem delitve in prvi vhod frekvenčno-faznega detektorja, drugi vhod faznega primerjalnika je povezan z izhodom drugega frekvenčnega delilnika s spremenljivko delitveno razmerje in na drugi vhod frekvenčno-faznega detektorja je izhod faznega primerjalnika povezan z vhodom čakajočega multivibratorja, prvi izhod čakajočega multivibratorja je preko prve diode povezan s prvim izhodom frekvence -fazni detektor in s prvim vhodom operacijskega ojačevalnika je drugi izhod čakajočega multivibratorja preko druge diode povezan z drugim izhodom frekvenčno-faznega detektorja in z drugim vhodom operacijskega ojačevalnika, prvi in druge diode so povezane nasproti drug drugemu, medtem ko mikrovalovna VCO, smerni spojnik, mikrovalovna pečica mešalnik, prvi frekvenčni delilnik, frekvenčno-fazni detektor, operacijski ojačevalnik in nizkoprepustni filter tvorijo fazno zaklenjeno zanko (PLL) pod pogojem: TM -τ m> τ PLL, kjer je TM obdobje nihanja čakajočega multivibratorja, τ m je trajanje impulza čakajočega multivibratorja, τ PLL je čas vzpostavitve sinhronizacije v fazno zaklenjeni zanki.

Podobni patenti:

Izum se nanaša na komunikacijsko tehnologijo. Tehnični rezultat je v celoviti izboljšavi glavnih parametrov sinhronizacijskega sistema, in sicer: v povečanju odpornosti proti hrupu, v izboljšanju filtrirnih lastnosti sistema, v razširitvi zajemnih pasov in ohranjanju sinhronega načina delovanja, v zmanjšanju čas za vstop v sinhroni način delovanja, pri zagotavljanju ničelne statične fazne napake in pri zagotavljanju pravilnega delovanja naprave ob prisotnosti sprememb in nihanj amplitude vhodnega signala ali sprememb prenosnega koeficienta faznih detektorjev.

Izum se nanaša na frekvenčno izbiro in filtriranje radijskih signalov. Tehnični rezultat je zagotavljanje prilagajanja naprav za izbiro radijskih signalov motečemu okolju, pa tudi možnost nadzora njihove porabe energije.

Frekvenčni sintetizator s preklopnimi frekvenčnimi redukcijskimi potmi spada v radijsko tehniko in se lahko uporablja za oblikovanje mreže stabilnih frekvenc z enakomernim korakom v sprejemnih napravah s povečano odpornostjo proti hrupu, pa tudi v oddajnih napravah s hitrim nastavljanjem delovnih frekvenc.

Predlagana metoda se nanaša na komunikacijsko tehnologijo in na načine delovanja sinhronizacijskih enot (BS), ki vsebujejo krmiljene generatorje (UG), natančneje na metode generiranja visoko stabilnega izhodnega signala UG BS v načinu zadrževanja.

Izum se nanaša na elektrotehniko, in sicer na sintetizatorje frekvenčne mreže (SSF) na osnovi impulzne fazno zaklenjene zanke (PLL) s kompenzacijo za frakcijske motnje in se lahko uporablja pri uporabi vezij, ki temeljijo na amplitudno- ali impulzno-širinski modulaciji. kompenzacijskega toka.

Izum se nanaša na področje radijskega inženiringa in avtomatizacije, na sisteme za samodejno uravnavanje frekvence sevanja neprekinjenih plinskih laserjev z izboljšanimi stabilizacijskimi lastnostmi in se lahko uporablja v vesoljski tehnologiji, zlasti za merjenje "vijoličnega premika" frekvence. laserskega sevanja v zemeljskem gravitacijskem polju.

Izum se nanaša na elektronske računalnike in radijsko tehniko. Tehnični rezultat je povečanje hitrosti in možnosti generiranja večfrekvenčnih frekvenčno moduliranih signalov. Digitalni računalniški sintetizator frekvenčno moduliranih signalov vsebuje: referenčni generator, enoto za oblikovanje in zakasnitev, tri pomnilniške registre, štiri digitalne pomnilniške naprave, delilnik s spremenljivim razmerjem delitve, dva funkcionalna pretvornika koda x - sin x, dva inverzna sin x / x filtri, stikalo, dva digitalno-analogna pretvornika. Digitalni vhodi signalov DSC FM so vhodi prvega, drugega in tretjega registra pomnilnika, njegovi analogni izhodi pa izhoda prvega in drugega DAC-ja. 2 bolna.

Izum se nanaša na področje radijske tehnike. Tehnični rezultat je razširitev zajemne pasovne širine s spremembo simetrične oblike diskriminatorne karakteristike podpisanega logičnega faznega diskriminatorja v asimetrično in ko se območje pozitivnega ali negativnega predznaka diskriminatorne karakteristike poveča, se ustrezna ena- pasovna širina stranskega zajema za začetne frekvenčne nastavitve ustreznega predznaka se poveča. Za metodo povečanja zajemne pasovne širine fazno zaklenjenega sistema zanke z omenjenim diskriminatorjem je značilno, da se določi predznak razlike med vhodnim in izhodnim nihanjem, ki ga generira krmiljeni generator, generirajo se krmilne napetosti, ki imajo znak, ki ustreza predznaku fazne razlike, ki so združeni v en sam signal, ki krmili frekvenco krmiljenega generatorja. 2 n.p. f-ly, 7 ill.

Fazno zaklenjena zanka omogoča sinhronizacijo iz hrupnega enofaznega izvornega signala. Tehnični rezultat je izboljšanje praktične hitrosti sinhronizacije na eno ali dve obdobji sinhroniziranega frekvenčnega signala, filtriranje motenj v ustvarjenih signalih sinhronizirane faze in frekvence. Sistem vključuje bloke faznega filtriranja prvega reda, pasovni filter drugega reda, filtriranje nizke frekvence prvega reda, integracijski blok, multiplikacijski blok, blok za izračun koeficientov digitalnih filtrov, štiri - kvadrant arktangensa. Uporaba diskretnih metod za fizično izvedbo metode z vključitvijo mikroprocesorskih sredstev omogoča primerjavo in izračun nelinearnih funkcij s sprejemljivo natančnostjo in računskimi sredstvi. Filtri so implementirani s spremenljivimi koeficienti, imajo prvi in drugi vrstni red. Zaradi relativno nizke občutljivosti faznega filtra na frekvenčne spremembe je mogoče hitro izolirati referenčno fazo od izvirnega signala. Uporaba diskretnega integratorja s povratno informacijo o integracijskem koeficientu omogoča hiter izhod sinhroniziranega frekvenčnega signala v ustaljeno stanje. Uporaba diskretnega filtra s spremenljivimi koeficienti in upoštevanjem faznega prehoda skozi mejne vrednosti vam omogoča učinkovito filtriranje sinhronizirane faze, ne da bi jo premaknili glede na fazo osnovne harmonike izvirnega signala. Ta metoda omogoča gradnjo krmilnih sistemov za harmonične komponente v eno- in večfaznih sistemih ter simetrične komponente v večfaznih sistemih. Glavna uporaba te metode pri krmiljenju pretvorne opreme, jo je mogoče uporabiti tudi za hitro sinhronizacijo v komunikacijah in drugih aplikacijah z zahtevami visoke hitrosti za nastavitev na osnovno frekvenco in dodelitev referenčne faze. 1 bolna.

Izum se nanaša na področje radijskega inženiringa in se lahko uporablja pri organizaciji komunikacijskih sistemov s povečanim številom kanalov, pa tudi v merilni opremi, kjer je potrebno prilagajanje frekvence z majhnim korakom. Izum temelji na nalogi pridobivanja mikrovalovnih nihanj z majhnim korakom frekvenčne mreže, nizkim faznim šumom in kratkim časom uglaševanja frekvence. Za to je frekvenca referenčnega generatorja, ki nastavi primerjalno frekvenco v faznem detektorju indirektnega sintetizatorja, izbrana v pasu ultrakratkih valov. V tem primeru se frekvenca visoko stabilnega referenčnega generatorja predhodno premakne za neko majhno količino, ki nastavi majhen korak frekvenčne mreže. Za to se signal referenčnega generatorja dovaja na RF vhod kvadraturnega modulatorja, moduliran z nizkofrekvenčnimi kvadraturnimi signali enake frekvence in amplitude, vendar s faznim zamikom 90 °. Potem se primerjalna frekvenca razlikuje od frekvence referenčnega oscilatorja za vrednost frekvence teh nizkofrekvenčnih signalov. Frekvenčno preoblikovan signal iz izhoda kvadraturnega modulatorja se dovaja na prvi vhod frekvenčno-faznega detektorja. Frekvenca napetostno krmiljenega mikrovalovnega generatorja se deli z delilnikom s spremenljivim razmerjem in se napaja na drugi vhod fazno-frekvenčnega detektorja. Z uporabo nizkoprepustnega filtra se produkti primerjave izmeničnega toka zatrejo in enosmerni signal se uporabi na vhodu napetostno nadzorovanega mikrovalovnega generatorja. Ta metoda omogoča oblikovanje mikrovalovnih nihanj s korakom nekaj kilohercev, pri čemer ne poveča časa uglasitve sintetizatorja, ne da bi povečali raven faznega šuma in ohranili stabilnost frekvence sintetizatorja, ki jo določa stabilnost frekvence. referenčnega oscilatorja, ki na primer doseže 10-7-10-8.

Izum se nanaša na elektroniko, zlasti na frekvenčne sintetizatorje, ki temeljijo na fazno zaklenjeni zanki (PLL). Tehnični rezultat je zmanjšanje stopnje faznega šuma in stranskih diskretnih komponent v spektru izhodnega signala, kar posledično izboljša kakovost izhodnega signala, hkrati pa ohranja visoko frekvenčno ločljivost in širok pas uglaševanja. Frekvenčni sintetizator vsebuje serijsko povezan množitelj frekvence vhodnega signala, delilnik s fiksnim delitvenim razmerjem, prvo direktno digitalno sintezno mikrovezje, fazno-frekvenčni detektor, prvi nizkoprepustni filter, napetostno krmiljen generator, negativno povratno zanko. vključno z mešalnikom, ki je povezan zaporedno, eden od vhodov je povezan z izhodom napetostno krmiljenega generatorja, drugi vhod pa je povezan z izhodom frekvenčnega množitelja vhodnega signala, drugega nizkoprepustnega filtra in drugega neposrednega digitalno sintezno mikrovezje, katerega izhod je povezan z vhodom fazno-frekvenčnega detektorja, in krmilna naprava, katere izhodi so povezani z vhodoma prvega in drugega čipa, sta neposredna digitalna sinteza. Izum zagotavlja zmanjšanje stopnje faznega šuma in diskretnih komponent v spektru izhodnega signala, kar posledično izboljša kakovost izhodnega signala, hkrati pa ohranja visoko frekvenčno ločljivost in širok pas uglaševanja. 1 bolna.

Izum se nanaša na radijsko tehniko. Tehnični rezultat izuma je povečanje hitrosti in zmožnosti dela z referenčnim signalom katerega koli delovnega cikla, katerega obdobje je večkratnik časovnega obdobja, kot tudi sposobnost prilagajanja frekvence ure vzdolž robov. prejetih podatkov. Metoda prilagajanja frekvence, pri kateri se za čas delovanja impulzov na izhodih faznega detektorja (PD) generirajo signali pozitivne in negativne polarnosti, ki se nato seštejejo, filtrirajo in prejeti signal nadzoruje frekvenca generatorja, impulzna fronta na prvem izhodu vzdolž sprednje strani referenčnega signala in njen izrez - s katerim koli preklopom ukrepov. Če se sprednji del referenčnega signala pojavi pozneje kot sprednji del urnih ciklov, se signal generira tudi na drugem izhodu PD s trajanjem časovne pavze. PD vsebuje tri elemente 2-AND, tri D-natikače in logično vezje za povezavo 3 signalov. 2 n. in 7 p.p. f-ly, 11 ill.

Izum se nanaša na radar in sonar. Tehnični rezultat je zagotoviti zatiranje stranskih rež za kodo P3 lihe dolžine. V ta namen naprava za zatiranje stranskih rež med impulzno kompresijo polifaznih kod P3 vsebuje na vhodu priključen modificiran Woo filter za kodo P3 lihe dolžine N in generator digitalnega korekcijskega signala iz serijsko povezanega kodnega pretvornika v kompleks. konjugirana koda in digitalni filter s končnim impulznim odzivom FIR filtra reda N + 1 s (N + 2) koeficienti -1,1, 0, ... 0, -1,1, izhod seštevalnika priključen na prvi vhod , zakasnitvena črta za čas trajanja enega kodnega elementa in dvovhodni odštevalnik, kjer je izhod filtra Woo povezan z vhodom zakasnitvene črte in s prvim vhodom odštevalnika, izhod pa je povezan z drugim vhodom seštevalnika, drugi vhod odštevalnika pa je povezan z izhodom zakasnitvene črte, je prvi koeficient impulznega odziva spremenjenega filtra Woo enak 1 - exp (iπ / N), kjer je in (N + 2) -dimenzionalni vektor filtrskih koeficientov digitalnega korektivnega oblikovalnika signala je enak -1,1, 0,0, ... 0, -1,1. 2 bolna.

Predlagane naprave se nanašajo na radarske in sonarske sisteme z impulzno kompresijo večfaznih kod. Tehnični rezultat je izboljšanje kakovosti stiskanja signala, zatiranje stranskih rež, ki nastanejo med postopkom stiskanja, kar zagotavlja povečanje števila polifaznih kod dolžine N za vse vrednosti časovnih premikov (vzorcev), razen dveh ± N, pri katerem je relativna raven stranskih rež v območju od -20 lgN -6 do -20 lgN -8 dB zaradi uporabe simetrično okrnjenih kod, oblikovanih z zaporednim brisanjem enakega števila prvega in zadnjega simbola kode večje dolžine. V tem primeru je širina glavnega režnja na ravni -6 dB enaka 2τ, na ravni PSL je v območju 3 ÷ 4τ, izguba signal/šum pa na izhodu naprava je -1,7 dB. Naprava za zatiranje stranskih rež med impulzno kompresijo simetrično okrnjenih polifaznih kod dolžine N vsebuje prvi digitalni filter z na vhodu priključenim FIR reda N-1 in generator digitalnega korekcijskega signala, sestavljen iz serijsko povezane kode. pretvornik v kompleksno konjugirano kodo in drugi digitalni filter s končnim impulznim odzivom reda N + 1, katerega izhod je priključen na prvi vhod seštevalnika, izhod prvega digitalnega filtra pa na zakasnitvena linija za čas trajanja enega kodnega elementa in na prvi vhod odštevalnika, katerega drugi vhod je povezan z izhodom zakasnilne črte, izhod pa je povezan z drugim vhodom seštevalnika. 3 n.p. kl, 4 sl

Skupina izumov se nanaša na pomnilniške naprave in se lahko uporablja za nadzor sinhronizacije za zapisovanje na pomnilniške naprave v nedosledni arhitekturi. Tehnični rezultat je kompenzacija sprememb v zamudi distribucijskega omrežja realne ure. Naprava vsebuje vezje sprejemnika in obročno generatorsko vezje. Vezje sprejemnika vključuje podatkovno pot in distribucijsko omrežje ure v nedosledni konfiguraciji. Obročno oscilatorsko vezje vključuje repliko urnega distribucijskega omrežja, ki je usklajeno z resničnim taktnim distribucijskim omrežjem. 3 n. in 17 k.p. f-ly, 10 ill.

Generator časovne lestvice se nanaša na naprave za sinhronizacijo signalov v frekvenci, faznem zamiku in časovnem merilu. Tehnični rezultat je izboljšati natančnost sinhronizacije časovne lestvice. Generator časovne lestvice vsebuje: sprejemno enoto časovne lestvice, notranji generator kvantnega zaporedja, delilnik, prenosno enoto časovne lestvice, oblikovalnik zaščitnih intervalov, časovni izbirnik, enoto zakasnitve preklopa, primerjalno enoto in rampo napetosti. generator. 5 slik, 1 tbl

Izum se nanaša na radijsko tehniko in se lahko uporablja v oddajnih in sprejemnih napravah mikrovalovnega frekvenčnega območja. Tehnični rezultat je povečanje stabilnega delovanja pri nastavljanju frekvence vhodnega mikrovalovnega signala. Mikrovalovni frekvenčni sintetizator vsebuje napetostno krmiljen mikrovalovni generator, smerni spojnik, mikrovalovni mešalnik, vir vhodnega mikrovalovnega signala, prvi frekvenčni delilnik s spremenljivim razmerjem delitve, detektor frekvenčne faze, drugi frekvenčni delilnik z spremenljiv faktor delitve, referenčni vir signala, nizkoprepustni filter, fazni primerjalnik, čakajoči multivibrator, dve diodi in operacijski ojačevalnik. 4 bolna.

Pri razvoju in nastavitvi mikrovalovnih naprav imajo radioamaterji pogosto težave, povezane s pomanjkanjem merilne opreme za zahtevano frekvenčno območje. Predlagani frekvenčni sintetizator je mogoče izdelati v amaterskem okolju. Deluje v območju 1900 ... 2275 MHz. Frekvenčno vrednost izberemo med več možnimi s stikalom.

Pri relativno nizkih frekvencah (do 100 ... 150 MHz) se problem stabilizacije frekvence generatorja rešuje z uporabo kvarčnih resonatorjev, pri višjih frekvencah (400 MHz) - z uporabo resonatorjev na površinskih akustičnih valovih (SAW resonatorji), pri mikrovalovnih frekvencah se uporabljajo dielektrični resonatorji iz visokokakovostne keramike in drugih visokokakovostnih resonatorjev. Stabilizacija z uporabo pasivnih komponent ima svoje prednosti - preprostost in relativno nizke stroške izvedbe. Njegova glavna pomanjkljivost je nezmožnost bistvene spremembe frekvence ustvarjenega signala brez spreminjanja elementa za nastavitev frekvence.

Široko uporabljeni integrirani frekvenčni sintetizatorji omogočajo hitro elektronsko uglaševanje generatorja (vključno z mikrovalovno), hkrati pa ohranjajo visokofrekvenčno stabilnost. Sintetizatorji so neposredni in posredni.

Prednosti direktne sinteze so visoka hitrost spreminjanja frekvence in uglaševanja z majhnim korakom. Vendar pa se zaradi prisotnosti v sintetiziranem signalu velikega števila spektralnih komponent, ki so posledica številnih nelinearnih transformacij, naprave za neposredno sintezo redko uporabljajo v mikrovalovni opremi.

Za mikrovalovno sintezo se pogosto uporabljajo sintetizatorji posrednega tipa s fazno zaklenjeno zanko (PLL). Načelo delovanja PLL in metoda za izračun povratnega filtra sta bila v literaturi široko in večkrat obravnavana, na primer v. Obstaja več brezplačnih programov, ki vam omogočajo izračun optimalnih parametrov za filtre povratnih informacij, najdete jih na internetu na naslovu oz .

Integrirani sintetizatorji s PLL so dveh vrst: programirljivi (frekvenčne vrednosti se nastavljajo z zunanjimi ukazi) in neprogramabilni (fiksnih faktorjev množenja in delitve referenčne frekvence ni mogoče spreminjati).

Slabosti neprogramabilnih integriranih sintetizatorjev, na primer MC12179, vključujejo potrebo po uporabi kvarčnega resonatorja z natančno določeno frekvenco, kar ni vedno mogoče. Programabilni sintetizatorji, kot je UMA1020M, nimajo te pomanjkljivosti. Ob prisotnosti krmilnega mikrokrmilnika tehnično ni težko uglasiti takšnega sintetizatorja na dano frekvenco. Mikrovalovni oscilatorji z elektronskim frekvenčnim uravnavanjem, potrebni za skupno delo z mikrovezjem sintetizatorja, so potrošniku na voljo v obliki funkcionalno dokončanih modulov, izdelanih s hibridno tehnologijo.

Diagram laboratorijskega frekvenčnega sintetizatorja, zasnovanega za preverjanje in prilagajanje uglaševanja opreme v območju 2 GHz, je prikazan na sliki 1. Njegova osnova je mikrovezje UMA-1020M (DA3), tehnično dokumentacijo za katerega najdete na spletni strani svojega proizvajalca na .

Sintetizator ima tudi DA1 napetostno krmiljen oscilator (VCO), 10 MHz kristalni oscilator DA2 in mikrokrmilnik DD1. Mikrovalovni signal iz izhoda VCO se napaja na izhod sintetizatorja (konektor XW1) in na vhod glavnega programabilnega frekvenčnega delilnika mikrovezja DA3. Signal vzorčne frekvence iz izhoda generatorja DA2 se napaja v pomožni programirljivi frekvenčni delilnik, ki je vključen tudi v mikrovezje DA3.

Razmerja frekvenčne delitve glavnega in pomožnega delilnika nastavi mikrokrmilnik DD1 (Z86E0208PSC) s pošiljanjem ustreznih ukazov preko trižičnega podatkovnega vodila (pini 11-13 DA3). Izvorna koda krmilnega programa je prikazana v tabeli. eno. Notranji pomnilnik mikrokrmilnik zadostuje za shranjevanje podatkov na sedmih različnih frekvencah. Ena od frekvenčnih vrednosti ali način, v katerem ni signala na izhodu, je izbrana s skakalci S1-S3 v skladu s tabelo. 2. Nastavljeni način začne veljati v trenutku, ko se naprava vklopi, nato pa nobena manipulacija s stikali ne vpliva na njeno delovanje, dokler se ponovno ne vklopi. LED HL1 mora ugasniti 1 s po vklopu napajanja. O programiranju Zilog mikrokrmilnikov si lahko preberete v.

Sintetizator je sestavljen na tiskanem vezju, videz ki je prikazana na sl. 2. Uporabljeni upori in kondenzatorji za površinsko montažo.

Literatura

Starikov O. Metoda PLL in principi sinteze visokofrekvenčnih signalov. - Chip News, 2001, št.6.
Priročnik oblikovalca VCO 2001. VCO / HB-01. - Mini-vezja.
Glvdshtein M. A. Mikrokrmilniki družine Z86 iz Ziloga. Programerski vodnik. - M .: DODEKA, 1999, 96 str.

Poleg mikrovalovnega sintetizatorja mikrovezje UMA1020M vsebuje še eno, ki deluje v frekvenčnem območju 20..300 MHz, 6n se v opisani zasnovi ne uporablja.