UHF frekvenčný syntetizátor rozsah mm. Mikrovlnný laboratórny syntetizátor. Schéma, popis. Satelitná a mobilná komunikácia, bezdrôtové dátové infraštruktúry: požiadavky na komponenty

Vytvorenie moderných komunikačných zariadení nie je možné bez použitia kvalitných frekvenčných syntetizátorov, ktoré do značnej miery určujú technické parametre rádiového systému. Článok pojednáva vysokovýkonné širokopásmové frekvenčné syntetizátory, a produkciu spoločnosti Maxim integrovaný, ktoré umožňujú generovať referenčný signál v rozsahu 0,25 ... 10 GHz. Ich nízka cena a vynikajúci fázový šum ich robí vhodnými pre širokú škálu aplikácií, od osobných rádiových systémov až po vysokokvalitné prístrojové vybavenie.

Ľudstvo čoraz aktívnejšie využíva rádiofrekvenčnú časť spektra elektromagnetických vĺn, najmä rozsah ultrakrátkych vĺn s frekvenciou 0,30 ... 30 GHz. Dnes je tento obrovský rozsah už pomerne husto vyplnený rôznymi rádiovými komunikačnými systémami s kanálmi na prenos digitálnych dát a je zapletený do sieťovej infraštruktúry lokálneho a globálneho rozsahu. Vznik nových systémov a noriem pre bezdrôtovú komunikáciu, satelitnú komunikáciu a navigačné systémy je paralelný s pokrokmi v technológiách výroby polovodičov a je hnacím motorom rýchleho pokroku v komunikačných schopnostiach.

Satelitná a mobilná komunikácia, bezdrôtové dátové infraštruktúry: požiadavky na komponenty

Jednou zo základných konštrukčných výziev každého RF zariadenia je zabezpečiť vysokú presnosť a stabilitu nosnej frekvencie, vrátane amplitúdy a fázy. Tento problém sa dnes spravidla rieši pomocou špecializovaných frekvenčných syntetizátorov. Bežnou možnosťou je v tomto prípade syntezátorový čip s fázovou slučkou (PLL), ktorý využíva externý kryštálový oscilátor referenčnej frekvencie spolu so zabudovanými deličmi pre referenčnú a generovanú výstupnú frekvenciu, porovnávací obvod v tvare fázovo-frekvenčného diskriminátora (detektora). Signál nesúladu je generovaný samostatným výstupným stupňom (Charge Pump) a privádzaný cez externý (slučkový) filter do napäťovo riadeného oscilátora (VCO), ktorý môže byť vstavaný alebo externý.

Programovateľné koeficienty pre režimy Integer-N a Fractional-N, ako aj výber vhodnej referenčnej frekvencie, poskytujú rozšírený rozsah výstupných frekvencií a umožňujú meniť parametre procesu frekvenčnej syntézy, ako je rýchlosť a krok prepínania frekvencie. , úroveň fázového šumu.

Frakčné-N syntetizátory sa objavili najmä ako riešenie problému zvýšenia rýchlosti prepínania frekvencie, zníženia fázového šumu v blízkosti nosnej frekvencie a zníženia úrovne falošných komponentov v komunikačných systémoch GSM a GPRS.

Syntetizátory MAX2870, MAX2871, MAX2880. Vlastnosti, výhody, odporúčania na použitie

V modelovom rade polovodičových komponentov spoločnosti Maxim Integrated sú dnes tri mikroobvody ultraširokopásmových frekvenčných syntetizátorov s fázovou slučkou (PLL). Všetky využívajú mechanizmus syntézy založený na samooscilujúcich PLL. Výstupná frekvencia je riadená VCO a stabilizovaná nízkofrekvenčným referenčným oscilátorom.

Tabuľka 1. Maxim Integrované frekvenčné syntetizátory s PLL

názov	Režim syntéza	Napájacie napätie, V	Frekvenčný rozsah, MHz		Von. výkon, dBm	Dif. výstupy	Úroveň hluku, dBc / Hz	Nestabilita porov. námestie	Prípad / vedie	Pracovná teplota, ° C
			Min.	Max.
MAX2870	Zlomok / celé číslo	3,0…3,6	23,5	6000	-4…5	2	-226,4	0,25	TQFN / 32	-40…85
MAX2871	Zlomok / celé číslo	3,0…3,6	23,5	6000	-4…5	2	-229	0,2	TQFN / 32	-40…85
MAX2880	Zlomok / celé číslo	2,8…3,6	250	12400	nie	nie	-229	0,14	TQFN / 20 TSSOP / 16	-40…85

Aplikácie pre frekvenčné syntetizátory Maxim Integrated zahŕňajú telekomunikačné zariadenia, zariadenia na bezdrôtovú komunikáciu, meracie systémy, generátory hodín v zariadeniach RF a analógovo-digitálne prevodníky.

Syntetizátor MAX2870

Ultra širokopásmový, fázovo uzamknutý MAX2870 s integrovaným VCO je schopný režimu celočíselnej aj zlomkovej syntézy. V kombinácii s externým referenčným generátorom a externým filtrom MAX2870 umožňuje vytvárať vysoko účinné, nízkošumové obvody v rozsahu 23,5 MHz ... 6 GHz.

Generovanie frekvencie v rozšírenom rozsahu zabezpečuje niekoľko integrovaných VCO a výstupných deličov s pomermi 1 ... 28. Existujú dva softvérovo nastaviteľné nezávislé diferenciálne výstupy, ktoré môžu poskytnúť výstupný výkon -4 ... 5 dBm. Oba výstupy je možné vypnúť softvérom alebo hardvérom.

MAX2870 sa ovláda cez 3-vodičové sériové rozhranie. Mikroobvod je k dispozícii v miniatúrnom, 32-pinovom QFN balení. Je schopný pracovať v teplotnom rozsahu -40 ... 85 ° C.

Funkčná schéma MAX2870 je na obrázku 1. Hlavnými prvkami zariadenia sú blok SPI AND REGISTERS, niekoľko čítačov a deličov, niekoľko VCO a multiplexerov. Štyri výstupné signály (RFOUTx_x) sa odoberajú cez spínače z dvoch diferenciálnych zosilňovačov. K dispozícii je blok CHARGE PUMP a vstup TUNE na ladenie syntetizovanej frekvencie.

Na ovládanie MAX 2870 slúži päť 32-bitových registrov na zapisovanie dát a jeden register na čítanie. Najvýznamnejších 29 bitov (MSB) je pre dáta a najvýznamnejšie 3 bity (LSB) definujú adresu registra. Dáta v registroch sa načítavajú cez sériové SPI rozhranie, najskôr sa prenesie 29 bitov MSB. Programovateľné registre majú adresy 0x05, 0x04, 0x03, 0x02, 0x01 a 0x00.

Obrázok 2 je časový diagram procesu zápisu SPI. Po zapnutí musia byť všetky registre naprogramované dvakrát s minimálnou prestávkou 20 ms medzi zápismi. Prvý záznam vám umožňuje uistiť sa, že je zariadenie zapnuté, a druhý spustí VCO.

MAX2870 môže prejsť do režimu hibernácie nastavením SHDN = 1 (register 2, bit 5) alebo nastavením kolíka CE na nízku hodnotu. Po ukončení režimu hibernácie trvá nabitie externých kondenzátorov najmenej 20 ms, kým sa naprogramuje frekvencia VCO.

Vstupná referenčná frekvencia prechádza cez vstup RF_IN do invertujúcej vyrovnávacej pamäte a potom cez voliteľný x2 multiplikátor a multiplexer do deliča R COUNTER, potom cez voliteľný delič a multiplexer dosiahne fázový detektor a výstupný multiplexer.

Keď je aktivovaný x2 multiplikátor (DBR = 1), maximálna referenčná frekvencia je obmedzená na 100 MHz. Keď je multiplikátor vypnutý, referenčná vstupná frekvencia je obmedzená na 200 MHz. Minimálna referenčná frekvencia je 10 MHz. Minimálny deliaci pomer R je 1 a maximálny 1023.

Frekvencia fázového detektora sa určuje takto:

kde frEF je frekvencia vstupného referenčného signálu. DBR (register 2, bit 25) nastavuje režim zdvojnásobenia vstupnej frekvencie fREF. RDIV2 (register 2, bit 24) nastavuje režim delenia frREF na 2. R (register 2, bity 23:14) predstavuje hodnotu 10-bitového programovateľného čítača (1 až 1023). Maximálna hodnota fPFD je 50 MHz pre režim Frac-N a 105 MHz pre režim Int-N. Deliteľ R možno vymazať, keď je RST (register 2, bit 3) 1.

Frekvencia VCO (fVCO), hodnoty N, F a M sa dajú určiť na základe požadovanej výstupnej frekvencie kanála A (fRFOUTA) nasledovne. Deliteľ DIVA je možné nastaviť na základe hodnôt fRFOUTA z tabuľky hodnôt DIVA (register 4, bity 22 ... 20).

Ak FB = 1, (DIVA je vylúčená zo spätnej väzby PLL):

Ak FB = 0 (DIVA v spätnej väzbe PLL) a DIVA ≤ 16:

Ak FB = 0, (DIVA v spätnej väzbe PLL) a DIVA> 16:

Tu N je hodnota 16-bitového čítača N (16 ... 65535) naprogramovaného cez register 0, bity 30 ... 15. M - hodnota zlomkového modulu (2 ... 4095), programovaná cez bity 14 ... 3 registra 1. F - hodnota zlomkového delenia, naprogramovaná cez bity 14 ... 3 registra 0.

Vo zlomkovom režime (Frac-N) je minimum N 19 a maximum je 4091. Počítadlo N sa vynuluje, keď je RST 1 (register 2, bit 3). DIVA - nastavenie delenia RF výstupu (0 ... 7), programované cez bity 22 ... 20 registra 4. Deliaci faktor je nastavený ako 2DIVA.

Výstupná frekvencia kanálu B (fRFOUTB) je určená nasledovne:

Ak BDIV = 0 (register 4, bit 9),

Ak BDIV = 1,

Režimy Int-N / Frac-N

Režim celočíselného delenia (Int-N) sa volí nastavením bitu INT = 1 (register 0, bit 31). Pri prevádzke v tomto režime je potrebné nastaviť aj bit LDF (register 2, bit 8), aby sa umožnila funkcia určovania časovania (blokovanie frekvencie) v režime Integer-N.

Režim zlomkového delenia (Frac-N) sa volí nastavením bitu INT = 0 (register 0, bit 31). Okrem toho nastavte bit LDF = 0 (register 2, bit 8) pre režim časovania Frac-N.

Ak zariadenie zostane v režime Frac-N so zlomkovým delením F = 0, môže dôjsť k nežiaducemu impulznému šumu. Aby ste tomu zabránili, je možné povoliť automatické prepnutie do režimu Integer-N, keď F = 0, nastavením bitu F01 = 1 (register 5, bit 24).

Fázový detektor a generovanie riadiaceho napätia (nabíjacie čerpadlo)

Nabíjací prúd generovaný nabíjacou pumpou pre externý kondenzátor je určený hodnotou odporu pripojeného medzi kolík RSET a spoločný vodič a hodnotou bitu CP (register 2, bity 12 ... 9) takto :

Na zlepšenie stability v režime Frac-N nastavte bit linearity CPL = 1 (register 1, bity 30, 29). Pre režim Int-N nastavte CPL = 0. Ak chcete znížiť šum v režime Int-N, nastavte CPOC = 1 (register 1, bit 31), aby ste zabránili úniku prúdu do slučkového filtra. Pre režim Frac-N nastavte CPOC = 0.

Výstup CP_OUT možno nastaviť do stavu vysokej impedancie, keď TRI = 1 (register 2, bit 4). Keď TRI = 0, tento výstup je v normálnom stave. Polarita signálu fázového detektora môže byť obrátená pre aktívny invertujúci slučkový filter. Pre neinvertujúci filter nastavte PDP = 1 (register 2, bit 6). Pre invertujúci filter nastavte PDP = 0.

Výstupy MUX_OUT a LD (Lock Detect).

MUX_OUT je viacúčelový testovací výstup na monitorovanie rôznych interných operácií MAX2870. MUX_OUT je možné nakonfigurovať aj na sériový výstup dát. Bity MUX (register 2, bity 28 ... 26) vám umožňujú vybrať typ signálu na MUX_OUT.

Signál detekcie zámku možno monitorovať cez výstup LD nastavením bitov LD (register 5, bity 23 ... 22). Pre detekciu digitálneho časovania nastavte LD = 01. Detekcia digitálneho časovania závisí od režimu syntézy. V režime Frac-N nastavte LDF = 0 a v režime Int-N nastavte LDF = 1. Môžete tiež nastaviť presnosť digitálneho časovania podľa tabuliek.

Analógovú detekciu časovania možno použiť s LD = 10. V tomto režime LD používa výstup s otvoreným kolektorom, ktorý vyžaduje externý pull-up rezistor.

Presnosť výstupu určenia časovania závisí od mnohých faktorov. Počas procesu automatického výberu VCO môže byť výstup neplatný. Na konci tohto procesu je výstup stále nespoľahlivý, kým sa nevytvorí ladiace napätie. Čas ustálenia VTUNE závisí od šírky pásma filtra slučky a možno ho vypočítať pomocou softvérového nástroja EE-Simulation.

Režim rýchleho uzamknutia

MAX2870 má režim rýchleho uzamknutia. V tomto režime je CP = 0000 (register 2, bity 12 ... 9) a na výstup SW je pripojený delič dvoch rezistorov s pomerom 1/3 nominálnych hodnôt. Väčší odpor je zapojený medzi výstup a spoločnú výkonovú svorku a menší odpor je zapojený medzi SW svorku a filtračný kondenzátor. Keď CDM = 01 (register 3, bity 16 ... 15), rýchla synchronizácia sa spustí po dokončení procesu automatického výberu VCO (VAS).

Počas zrýchlenej synchronizácie sa nabíjací prúd nabíjacej pumpy zvýši na hodnotu určenú pomocou CP = 1111 a pomer medzi odpormi posúvajúcimi slučkový filter sa stane 1/4 v dôsledku stavu vysokej impedancie SW výstupu. Funkcia Fast-Lock sa deaktivuje na konci užívateľom definovaného časového limitu. Tento časový limit je:

Tu je M nastaviteľný faktor a CDIV je nastavenie deliteľa. Návrhár by mal určiť nastavenia CDIV na základe časovej konštanty filtra spätnej väzby.

výstupy RFOUTA ± a RFOUTB ±

IC má dva diferenciálne RF výstupy s otvoreným kolektorom, ktoré vyžadujú pripojenie externých 50 ohmových odporov ku každému z výstupov.

Každý výstup je možné nezávisle aktivovať a deaktivovať nastavením bitov RFA_EN (register 4, bit 5) a RFB_EN (register 4, bit 8). Oba výstupy je možné sledovať aj cez pin RFOUT_EN.

Výstupný výkon každého výstupu je individuálne konfigurovateľný cez APWR (register 4, bity 4, 3) pre RFOUTA a BPWR (register 4, bity 7 ... 6) pre RFOUTB. Je možné nastaviť výkon diferenciálneho výstupu v rozsahu -4 ... 5 dBm, s krokom 3 dB pri prevádzke pri záťaži 50 Ohm. V rovnakom rozsahu je možné nastavenie aj pre jednopólový výstup s napájaním cez RF tlmivku. Pre optimálnu výstupnú úroveň v celom frekvenčnom rozsahu sú potrebné rôzne zaťažovacie prvky. Ak sa použije nesymetrický výstup, nevyužitý výstup musí byť pripojený k vhodnej záťaži (tabuľka 2).

Tabuľka 2. Účel svoriek MAX2870

Výkon	názov	Funkcia
1	CLK	Synchronizačná linka (vstup)
2	ÚDAJE	Sériové údaje (vstup)
3	LE
4	CE	Výber čipu – nízky
5	SW	Rýchle prepínanie. Pripája spätnoväzbový filter v režime PLL
6	VCC_CP
7	CP_OUT	Výstup nabíjacieho čerpadla
8	GND_CP	Všeobecný záver pre generátor nábojového čerpadla
9	GND_PLL	Všeobecný výstup PLL
10	VCC_PLL	PLL napájanie
11	GND_RF	Všeobecný výstup RF obvodov. Pripája sa k uzemňovacej zbernici hlavnej dosky
12	RFOUTA_P	Kladný RF výstup s otvoreným kolektorom A. Pripája sa k napájaniu cez RF tlmivku alebo 50 ohmovú záťaž
13	RFOUTA_N	Záporný RF výstup s otvoreným kolektorom A. Pripája sa k napájaniu cez RF tlmivku alebo 50 ohmovú záťaž
14	RFOUTB_P	Kladný RF výstup s otvoreným kolektorom B. Pripája sa k napájaniu cez RF tlmivku alebo 50 ohmovú záťaž
15	RFOUTB_N	Záporný RF výstup s otvoreným kolektorom B. Pripája sa k napájaniu cez RF tlmivku alebo 50 ohmovú záťaž
16	VCC_RF
17	VCC_VCO	Napájanie VCO
18	GND_VCO	Všeobecný záver VCO. Pripája sa na spoločnú zbernicu základnej dosky
19	NOISE_FILT	Kolík na oddelenie šumu VCO. Pripája sa cez 1 μF k uzemňovacej zbernici hlavnej dosky
20	NALADIŤ	Vstup ovládania VCO. Pripája sa k externému filtru
21	GND_TUNE	Spoločný výstup riadiaceho vstupu VCO. Pripája sa k uzemňovacej zbernici základnej dosky
22	RSET	Vstup nastavenia rozsahu vstupného prúdu nabíjacieho čerpadla
23	BIAS_FILT	Oddelenie hluku VCO. Pripojené cez 1 μF k spoločnému kolíku
24	REG	Korekcia referenčného napätia. Pripojené cez 1 μF k spoločnému kolíku
25	LD	Výstup režimu synchronizácie. Vysoká úroveň v režime synchronizácie, nízka úroveň - ak nie je synchronizácia.
26	RFOUT_EN	Zapne RF výstup. RF výstupy sú vypnuté, keď sú nízke
27	GND_DIG	Spoločný kolík pre digitálne obvody. Pripája sa k uzemňovacej zbernici základnej dosky
28	VCC_DIG	Napájanie digitálnych obvodov
29	REF_IN	Referenčný vstup frekvencie
30	MUX_OUT	Výstup multiplexora a sériový výstup dát
31	GND_SD
32	VCC_SD
–	EP	Oblasť chladiča. Pripája sa k spoločnej napájacej zbernici základnej dosky

VCO

Mikroobvod obsahuje štyri samostatné 16-pásmové jednotky VCO, ktoré poskytujú nepretržité pokrytie frekvenčného rozsahu 3 ... 6 GHz. Aby VCO fungovalo, výstup externého spätnoväzbového filtra musí byť pripojený k vstupu TUNE, ktorý riadi prevádzku VCO. Riadiace napätie prichádza cez filter z výstupu CP_OUT (obrázok 3).

MAX2870 obsahuje 3-bitový ADC na čítanie rozsahu nastavenia napätia VCO. Hodnoty ADC možno čítať z registra 6, bitov 22 ... 20.

Pamätajte, že ak je ladiace napätie VCO mimo vhodného rozsahu, môže sa objaviť signál detekcie uzamknutia.

Auto VCO

Režim automatického výberu VCO (VAS) je povolený, keď je nastavený bit VAS_SHDN = 0 (register 3, bit 25). Ak VAS_SHDN = 1, potom je možné VCO manuálne nastaviť pomocou bitov VCO (register 3, bity 31 ... 26). Bit RETUNE (register 3, bit 24) sa používa na zapnutie/vypnutie funkcie automatického výberu VCO. Ak RETUNE = 1 a ADC zistí, že ladiace napätie VTUNE je medzi 000 a 111, funkcia VAS spustí automatické ladenie. Ak RETUNE = 0, táto funkcia je deaktivovaná.

Synchronizačná frekvencia fBS by mala byť 50 kHz. Nastavujú sa bitmi BS (register 4, 19 ... 12). Požadovaná hodnota BS sa vypočíta podľa vzorca:

Kde fPFD je frekvencia fázového detektora. Hodnota BS by mala byť zaokrúhlená na najbližšie celé číslo. Ak je vypočítaná hodnota BS vyššia ako 1023, potom BS = 1023. Ak je fPFD pod 50 kHz, potom BS = 1. Čas potrebný na správnu voľbu VCO je 10 / fBS.

Úprava fázy

Po nastavení nastavenej frekvencie možno fázu RF výstupu diskrétne meniť v krokoch P/M × 360°. Fázu nemožno určiť absolútne, ale možno ju zmeniť vzhľadom na aktuálnu hodnotu.

Ak chcete zmeniť fázu, postupujte takto:

• nastavte nastavenú frekvenciu na výstupe;
• nastavte prírastok fázy vzhľadom na aktuálnu hodnotu P = M × (zmena fázy) / 360 °;
• povoliť zmenu fázy nastavením CDM = 10;
• resetujte CDM nastavením na 0.

Syntetizátor MAX2871

Ultra širokopásmové MAX2871 s PLL a integrovaným VCO môže pracovať v režime syntézy celočíselnej aj zlomkovej frekvencie. V kombinácii s externým referenčným generátorom a slučkovým filtrom nachádza MAX2871 využitie vo vysokovýkonných aplikáciách s nízkou hlučnosťou pracujúcich v rozsahu 0,235 ... 6 GHz. MAX2871 tiež obsahuje štyri integrované VCO a dva diferenciálne výstupy so softvérovým ovládaním úrovne výkonu -4 ... 5 dBm. Oba výstupy je možné vypnúť softvérom alebo hardvérom.

Mikroobvod je dostupný v miniatúrnom 32-pinovom balení QFN. Je úplne zameniteľný s MAX2870. MAX2871 pracuje v teplotnom rozsahu -40 ... 85 °C. Funkčná bloková schéma MAX2871 je rovnaká ako MAX2870 (obrázok 1). MAX2871 má však pokročilé funkcie, ktoré sa líšia znížená hladinašumu a obsahuje vstavaný teplotný senzor so 7-bitovým ADC s presnosťou ± 3°C.

Nastavenie napätia VCO

Na rozdiel od 3-bitového ADC v MAX2870, MAX2871 používa 7-bitový ADC na čítanie napätia VCO a možno ho čítať cez register 6, bity 22 ... 16. Ak chcete digitalizovať napätie, musíte urobiť nasledovné:

• nastavte bity CDIV (register 3, bity 14 ... 3) = fPFD / 100 kHz na výber taktovacej frekvencie pre ADC;
• nastavte bity ADCM (register 5, bity 5 ... 3) = 100, aby ADC mohol čítať napätie na kolíku TUNE;
• nastavte ADCS (register 5, bit 6) = 1 na spustenie procesu konverzie ADC;
• počkajte 100 μs, kým sa proces nedokončí;
• prečítať hodnotu registra 6. Hodnota ADC sa nachádza v bitoch 22 ... 16;
• vymazať bity ADCM = 0 a ADCS = 0.

Napätie na kolíku TUNE možno vypočítať takto:

Auto VCO

Ďalšie možnosti sú pre MAX2871 dostupné počas výberu VCO, ktoré sa má použiť. Bit VAS_TEMP (register 3, bit 24) je možné použiť na výber optimálneho VCO podľa teploty okolia, aby bola zabezpečená stabilita synchronizácie v rozsahu -40 ... 85 °C. Počas výberu VCO musia byť bity RFA_EN (register 4, bit 5) a RFB_EN (register 4, bit 8) nastavené na 0 a bity 30, 29 registra 5 musia byť nastavené na 11. Nastavenie VAS_TEMP = 1 predĺži čas potrebné na nastavenie referenčnej frekvencie približne o 10 / fBS až 100 ms.

teplotný senzor

Na výpočet teploty kryštálu má MAX2871 zabudovaný teplotný senzor so 7-bitovým ADC, ktorého stav sa číta cez register 6. V tomto prípade musíte urobiť takmer rovnakú postupnosť krokov, ako keď úprava napätia VCO. Výnimkou je druhý bod:

• nastavte bity ADCM (register 5, bity 5 ... 3) = 001, aby ADC mohol čítať teplotu.

Približnú teplotu možno získať takto:

Tento vzorec je najpresnejší, keď je aktivovaný VCO a pri plnom výkone na RFOUTA.

výstupy RFOUTA ± a RFOUTB ±

Kde CDIV (register 3, bity 14 ... 3) je 12-bitová hodnota deliča, M (register 1, bity 14 ... 3) je variabilný faktor pre zlomkový prevodník N a fPFD je frekvencia fázového detektora .

Prerušenie sledovania PLL

Na zabezpečenie stability nastavenej frekvenčnej synchronizácie má MAX2871 okrem metódy Fast-Lock redukciu Cycle Slip, ktorá je umožnená nastavením bitu CSM (register 3, bit 18) na 1. Tento režim poskytuje minimálnu hodnotu prúd čerpania riadiaceho náboja na výstupe bloku CP.

V porovnaní s MAX2870 má MAX2871 tiež vylepšené možnosti nastavenia fázy signálu výstupnej frekvencie.

Syntetizátor MAX2880

Konečným modelom v rade syntetizátorov Maxim Integrated je MAX2880 so systémom PLL, ktorý využíva externý VCO a je schopný pracovať v ešte širšom frekvenčnom rozsahu. Spolu s externým referenčným oscilátorom, VCO a filtrom generuje MAX2880 nízkošumové RF frekvencie na výstupe v rozsahu 0,25 ... 12,4 GHz. MAX2880 používa vstavaný teplotný senzor. Je k dispozícii v dvoch verziách: 20-zvodový balík TQFN a 16-zvodový balík TSSOP, ktoré sú schopné pracovať v rozšírenom rozsahu prevádzkových teplôt -40 ... 85 ° C.

Bloková schéma MAX2880 je znázornená na obrázku 4. Princíp činnosti a množstvo komponentov sú podobné tým, ktoré sú použité v MAX2870 a MAX2871. MAX2880 obsahuje vysoko presný nízkošumový fázový detektor (PFD) a presný slučkový filtračný kondenzátor Charge Pump, 10-bitový programovateľný referenčný delič, 16-bitový delič Integer N a 12-bitový frakčný prevodník s variabilným pomerom.

3-vodičové ovládacie rozhranie s piatimi registrami na zápis a jedným na čítanie je podobné predtým uvažovanému, ktoré má kanál na delenie referenčnej frekvencie zo vstupu REF. Ale zároveň MAX2880 nemá zabudovanú VCO jednotku, ale používa sa externé VCO ovládané z výstupu CP. MAX2880 môžete prepnúť do režimu nízkej spotreby nastavením SHDN = 1 (register 3, bit 5) alebo, ako pri iných syntetizéroch MAX, nízko na kolíku CE.

Frekvencia fázového detektora MAX2880 je určená nasledujúcim vzorcom:

Tu fREF je vstupná referenčná frekvencia. DBR (register 2, bit 20) nastavuje režim zdvojnásobenia vstupnej frekvencie fREF. RDIV2 (register 2, bit 21) nastavuje režim delenia fREF na 2. R (register 2, bity 19 ... 15) je hodnota 5-bitového programovateľného referenčného deliča (1 ... 31). Maximálna fPFD je 105 MHz pre zlomkové-N a 140 MHz pre celé číslo-N. Deliteľ R sa vymaže, keď RST (register 3, bit 3) = 1.

Frekvencia externého VCO je určená vzorcom:

Kde N je hodnota 16-bitového deliteľa N (16 ... 65535) naprogramovaného cez bity 30 ... 27 (MSB) registra 1 a bity 26 ... 15 registra 0 (LSB). M - hodnota zlomkového koeficientu (2 ... 4095), naprogramovaná cez bity 14 ... 3 registra 2. F - hodnota zlomkového delenia, naprogramovaná cez bity 14 ... 3 registra 0. V režime Fractional-N je minimálna hodnota N je 19 a maximum je 4091 Deliteľ N sa vymaže, keď RST = 1 (register 3, bit 3). PRE - Vstupné ovládanie preddeličky, kde 0 znamená delenie 1 a 1 delenie 2 (register 1, bit 25). Ak je vstupná frekvencia vyššia ako 6,2 GHz, potom PRE = 1.

RF vstupy

Diferenciálne RF vstupy (tabuľka 3) sú pripojené k vysokoimpedančným vstupným vyrovnávacím pamäťám, ktoré riadia demultiplexor na výber jedného z dvoch frekvenčných rozsahov 0,25 ... 6,2 GHz alebo 6,2 ... 12,4 GHz. Na prevádzku v hornom rozsahu sa používa preddelička po 2, zvolená nastavením bitu PRE = 1. Pri prevádzke v jednokanálovej verzii je nevyužitý RF vstup prepojený so spoločným výstupom cez kondenzátor 100 pF.

Možný variant spínacieho obvodu MAX2880 je znázornený na obrázku 5.

Tabuľka 3. Priradenie pinov MAX2880

Výkon	názov	Funkcia
1	GND_CP	Všeobecný záver pre generátor nábojového čerpadla. Pripája sa na spoločnú zbernicu základnej dosky
2	GND_SD	Všeobecný záver pre sigma-delta modulátor. Pripája sa na spoločnú zbernicu základnej dosky
3	GND_PLL	Všeobecný záver PLL. Pripája sa na spoločnú zbernicu základnej dosky
4	RFINP	RF kladný vstup pre preddeličku. Ak sa nepoužíva, pripája sa cez kondenzátor na spoločnú svorku
5	RFINN	Negatívny RF vstup pre preddeličku. Pripája sa k výstupu VCO cez kondenzátor
6	VCC_PPL	PLL napájanie
7	VCC_REF	Napájanie kanála REF
8	REF	Referenčný vstup frekvencie
9,1	GND	Pripája sa na spoločnú svorku napájacieho zdroja na doske
11	CE	Výber čipu. Nízka logická úroveň na tomto kolíku vypne napájanie zariadenia.
12	CLK	Vstup pre sériovú synchronizáciu
13	ÚDAJE	Sériový vstup dát
14	LE	Načítať Povoliť vstup
15	MUX	Multiplexný dátový vstup / výstup
16	VCC_RF	Napájanie RF výstupu a deličov
17	VCC_SD	Napájanie pre sigma-delta modulátor
18	VCP	Napájanie nabíjacieho čerpadla
19	RSET	Vstupný rozsah prúdu nabíjacieho čerpadla
20	CP	Výstup nabíjacieho čerpadla. Pripája sa k vstupu externého filtra
–	EP	Oblasť chladiča. Pripája sa na zbernicu spoločného napájacieho vodiča základnej dosky

Vývojové nástroje: Demo dosky a softvér

Hardvérové ​​a softvérové ​​nástroje Maxim Integrated môžu výrazne zjednodušiť proces vývoja a skrátiť čas implementácie nových riešení.

Dosky hodnotiacej súpravy MAX2870 / MAX2871

Demo dosky MAX2870 / MAX2871(Obrázok 6) zjednodušuje testovanie a hodnotenie syntetizátorov MAX2870 a MAX2871. Každá doska je vybavená štandardnými SMA konektormi pre vstupné zdroje signálu, 50 ohmové zakončenia, signálové alebo spektrálne analyzátory. K dispozícii je USB konektor na pripojenie k počítaču s predinštalovaným špeciálnym softvérom.

Postupnosť akcií pri práci s hodnotiacimi radami je nasledovná.

• stiahnite si softvér z www.maximintegrated.com/evkitsoftware;
• rozbaľte a nainštalujte tento softvér (obrázok 7);
• po spustení súboru MAX287x.exe vyberte typ mikroobvodu (MAX2870 alebo MAX2871) a stlačte tlačidlo „Pokračovať“. Na obrazovke sa zobrazí funkčné grafické rozhranie;
• skontrolujte pripojenie kábla USB podľa zeleného obdĺžnika v pravom dolnom rohu pracovnej obrazovky;
• uistite sa, že frekvencia TCXO (U2) dosky zodpovedá REF.FREQ softvéru. Ak nie, zadajte požadovanú hodnotu v MHz (predvolene 50) a stlačte „Enter“;
• stlačte tlačidlá „Predvolené“ a potom „Odoslať všetko“ umiestnené v hornej časti pracovnej obrazovky;
• zadajte požadovanú hodnotu výstupnej frekvencie v MHz v okne RF_OUTA alebo RF_OUTB a stlačte „Enter“;
• skontrolujte, či je indikátor PLL Lock v ľavom dolnom rohu zelený.

Na vyhodnotenie výkonu MAX2870 alebo MAX2871 použite analyzátor signálu. Predvolená je externá referencia frekvencie 50 MHz. Po zodpovedajúcej zmene hodnôt v programovateľných registroch však môžete použiť iné hodnoty.

Úroveň výstupného signálu

Používajú 3dB atenuátory na vyrovnávanie záťaže nevyužitých výstupov. Nameraný výkon na výstupoch vyhodnocovacej dosky (konektory SMA) sa tak dostane o 3 dB pod reálnu úroveň. Na meranie skutočnej výstupnej úrovne odstráňte atenuátory a pripojte všetky aktívne, nepoužité výstupy na 50 ohmov.

Export / import nastavení registra

Ak chcete exportovať nastavenia registra z MAX2870 / MAX2871, postupujte takto:

• vyberte myšou nápis „Reg → Clip“ v ľavom dolnom rohu pracovnej obrazovky, po ktorom sa hodnoty registrov uložia do schránky;
• vložte obsah schránky do ľubovoľného testovacieho editora.
• Ak chcete importovať nastavenia pre registre MAX2870 / MAX2871, postupujte takto:
• skopírujte nastavenia registra (oddelené čiarkou) z textového editora do schránky;
• vyberte myšou nápis „Clip → Reg“ v ľavom dolnom rohu pracovnej obrazovky;
• kliknite na tlačidlo „Odoslať všetko“ v pravom hornom rohu domovskej obrazovky.

Doska hodnotiacej súpravy MAX2880

Vyhodnocovacia doska pre MAX2880 obsahuje priamy širokopásmový frekvenčný syntetizátor PLL, ako aj externý 5840 ... 6040 MHz VCO, 50 MHz teplotne kompenzovaný kryštálový oscilátor (TCXO), pasívny spätnoväzbový filter a regulátory s nízkym výpadkom.

Softvér beží na počítačoch so systémom Windows od verzie XP.

Okrem toho súprava MAX2880 Evaluation Kit vyžaduje dosku rozhrania Maxim INTF-3000-USB, 20-žilový plochý kábel na komunikáciu medzi rozhraním a vyhodnocovacími doskami. Na pripojenie vyhodnocovacej dosky k počítaču je potrebný kábel USB typu A až typu B. Vyhodnocovacia doska vyžaduje aj externý napájací zdroj 6V / 150mA.

Schéma zapojenia je znázornená na obrázku 8 a samotné dosky sú znázornené na obrázku 9.

Softvér na obsluhu je stiahnutý z www.maximintegrated.com. Inštalácia a prevádzka sú rovnaké ako pri súprave MAX2870 / MAX2871 Evaluation Kit. Pracovná obrazovka programu je znázornená na obrázku 10.

Záver

Frekvenčné syntetizátory Maxim Integrated MAX2870, MAX2871 a MAX2880 ponúkajú rozšírený RF výkon a možno ich použiť vo vysoko verných mikrovlnných zdrojoch v širokej škále telekomunikačných, navigačných a prístrojových aplikácií.

Demo dosky a špecializovaný softvér ponúkaný spoločnosťou môžu urýchliť proces vývoja, prispôsobenia a implementácie vzoriek novej technológie.

Literatúra

1. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2870.pdf.
2. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2871.pdf.
3. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2880.pdf.
4. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2870EVKIT.pdf.
5. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2880EVKIT.pdf.

a - nízkošumové diferenciálne operačné zosilňovače

MAX44205 a MAX44206 produkcie spoločnosti Maxim integrovaný Sú nízkošumové plne diferenciálne operačné zosilňovače určené na prácu s presnými vysokorýchlostnými 16/18/20 bit A/D prevodníkmi ako napr.
Jedinečná kombinácia charakteristík, široký rozsah napájacích napätí (2,7 ... 13,2 V), nízka spotreba energie a široká šírka pásma umožňujú ich použitie vo vysokovýkonných systémoch zberu dát s nízkou spotrebou.
Oba zosilňovače vám cez pin VCOM umožňujú ovládať výstupné napätie v spoločnom režime, čo v niektorých prípadoch výrazne zjednodušuje obvody meracieho kanála a normalizuje jednosmernú zložku výstupného signálu v súlade s požiadavkami ADC.
MAX44205 je vybavený voliteľnou funkciou obmedzenia výstupného napätia, ktorá obmedzuje výstupné napätie v rámci plného rozsahu ADC, keď je napájacie napätie zosilňovača vyššie ako maximálne vstupné napätie konvertora.
V režime nízkej spotreby odoberajú zosilňovače iba 6,8 μA prúdu, čo zvyšuje výdrž batérie v samostatných meracích systémoch alebo znižuje celkovú spotrebu energie systému medzi meraniami.
Zosilňovače sú dostupné v miniatúrnych, ale ľahko spájkovateľných 12-kolíkových µMAX® a 10-kolíkových TDFN balíkoch. Rozsah prevádzkových teplôt -40 ... 125 ° C.
Na vyhodnotenie parametrov zosilňovačov bola vyvinutá demo doska. MAX44205EVKIT #... MAX44205 sa tiež používa ako ovládač ADC na demo doske. MAX11905DIFEVKIT #.
Odporúčané aplikácie zosilňovačov:

• aktívne filtre;
• vysokorýchlostné systémy riadenia procesov;
• Medicínske vybavenie;
• konverzia signálov spoločného režimu na diferenciálne;
• diferenciálne spracovanie signálu.

Babkovský A.P., Seleznev N.E. Yu. E. Sedakova GSP-486, N. Novgorod - 603950, Rusko tel .: 8312-666202, externé číslo 295, e-mail: [e-mail chránený]

Abstrakt - Prezentované sú výsledky práce na návrhu jednoduchého mikrovlnného syntetizátora v pásme C založeného na jednočipovom fázovom automatickom frekvenčnom riadiacom čipe.

I. úvod

Zvýšenie pracovných frekvencií na milimetrový rozsah vlnových dĺžok v radarových zariadeniach krátkeho dosahu s dopplerovským spracovaním odrazených signálov vyžaduje výrazné zvýšenie stability vyžarovaných kmitov.

Použitie obvodov na spracovanie signálu založených na meraní Dopplerovho posunu na stredných frekvenciách v rozsahu decimetrových frekvencií na maximalizáciu účinnosti zariadenia vyžaduje použitie koherentných generátorov v dráhe vysielača a prijímača.

V súčasnosti je najoptimálnejším spôsobom získania koherentných signálov pre takéto systémy s milimetrovými vlnami použitie frekvenčných syntetizátorov v centimetrovom frekvenčnom rozsahu a ich následné znásobenie a zosilnenie.

Takéto syntetizátory sú spravidla zostavené podľa obvodov s viacerými slučkami pomocou zmiešavačov, deličov a frekvenčných násobičov.

Avšak v posledné roky horná pracovná frekvencia jednočipových syntetizátorov s fázovou slučkou (PLL) stúpla do stredu C-pásma.

V súčasnosti sú Skyworks a Analog Devices lídrami vo výrobe jednočipových PLL syntetizátorov pre tento frekvenčný rozsah.

Na ruskom trhu elektronických komponentov sú produkty Skyworks Inc. zastúpená spoločnosťou: LLC "Radiocomp", Moskva.

Od roku 1993, po podpísaní priamej licenčnej zmluvy s Analog Devices, spoločnosť ZAO Argussoft, Moskva, pravidelne aktualizuje a ponúka vývojárom celý rad komponentov a ladiacich zariadení.

Spoločnosť "MEI Electronic Components", Moskva poskytuje vývojárom podrobné materiály o použití syntetizátorov mikroobvodov PLL od rôznych výrobcov.

Zvýšenie hornej pracovnej frekvencie syntetizátorov PLL na frekvencie v pásme C umožnilo vytvoriť syntetizátory s jednou slučkou, ktoré majú pomerne jednoduchú štruktúru.

V rade prípadov je takýto prístup ku konštrukcii hlavného oscilátora (MO) a lokálnych oscilátorov výhodnejší z hľadiska technických, hmotovo-rozmerových a ekonomických ukazovateľov.

Hlavné parametre niektorých mikroobvodov syntetizátora PLL pracujúcich v pásme C sú uvedené v tabuľke 1.

Tab. 1. Porovnávacie charakteristiky mikroobvodov syntetizátora PLL.

Tabuľka 1. Porovnávacie charakteristiky integrovaných obvodov syntetizátorov PLL

II. Hlavná časť

Funkčná schéma ZG a lokálneho oscilátora tohto typu na báze jednoslučkového frekvenčného syntetizátora je znázornená na obrázku 1.

Obr. Bloková schéma syntetizátora.

Obr. 1 Bloková schéma syntetizátora

kde Ref. Gen. - presný nízkošumový referenčný kryštálový oscilátor GK62-TS, pS - mikrokontrolér, PLL IC - syntetizátorový mikroobvod, LPF - dolnopriepustný filter, Škálovací zosilňovač - škálovací operačný zosilňovač, Dielektrický rezonátor VCO - napäťovo riadený oscilátor (VCO) na báze dielektrika rezonátor, Isolator - Mikrovlnný ventil, Directional Coupler - smerová spojka.

Berúc do úvahy vlastné skúsenosti s vývojom mikrovlnných syntetizátorov a výsledky výskumu rôznych mikroobvodov syntetizátorov PLL, bol pre vývoj MO a lokálneho oscilátora vybraný mikroobvod CX72302 s frakčným variabilným deliacim pomerom od Skyworks Inc. ...

Hlavné charakteristiky mikroobvodu СХ72302:

■ maximálna výstupná frekvencia hlavného kanála - 6,1 GHz;

■ pomocné - 1000 MHz;

■ obmedzenie pracovného ICPD - 25 MHz;

■ garantovaný čas spínania frekvencie nie viac ako 100 µs;

■ úroveň vlastného šumu -128 dB / Hz;

■ frekvenčný krok menší ako 400 Hz.

Použitie СХ72302 umožňuje dostatočné

vysoká pracovná frekvencia pulzného frekvenčno-fázového detektora (PFD) F = 16,384 MHz na získanie kroku ladenia frekvencie 250 Hz v dôsledku vysokého stupňa zrnitosti (262144). Zvýšenie pracovnej frekvencie ICPD vedie k zníženiu frekvenčného multiplikačného faktora slučky PLL a zlepšeniu šumových parametrov signálu.

Na zníženie úrovne šumu vo výstupnom signáli sa používa generátor s vysoko-Q dielektrickým rezonátorom (DR). Ladenie lineárnej frekvencie v takomto generátore sa vykonáva pomocou varikapu ZA627A-6 slabo pripojeného k DR. Použitie tranzistora 2T963A-2 umožňuje získať výstupný výkon generátora rádovo 50 mW.

Mikrovlnný signál z výstupu VCO je privádzaný cez hradlo a smerovú spojku na výstup frekvenčného syntetizátora (výstupný výkon je + 15dBm - cca 30 mW). Časť výkonu zo smerovej spojky (25 dB prechodový útlm) sa odvádza na vstup PLL.

Parametre dolnopriepustného filtra v spätnoväzbovej slučke PLL boli vypočítané podľa metódy spoločnosti National Semiconductor. V programe Math-CAD2000 bola simulovaná činnosť PLL slučky a kontrolovaná jej stabilita v rozsahu pracovných frekvencií.

Na výstupných frekvenciách syntetizátora v strede C-pásma dosahuje frekvenčný multiplikačný faktor slučky PLL hodnotu 380 (pracovná frekvencia fázového detektora je 16 MHz). Spektrálna hustota fázového šumu referenčného kryštálového oscilátora GK-62TS-

0 je mínus (145 - 155) dB/Hz. Spektrálna hustota fázového šumu mikroobvodu PLL je 128 dB / Hz. Preto je spektrálna hustota fázového šumu generovaného signálu určená mikroobvodom a je

UV = -128+ 20 log380 = -77 dB/Hz.

Výstupná frekvencia syntetizátora je riadená mikrokontrolérom Atmel AT90S8515-8PI. Pre urýchlenie prechodového procesu sa prepínanie frekvencií vykonáva pri maximálnom prúde fázového detektora. Po zachytení danej frekvencie prúd fázového detektora klesá na nominálnu úroveň, čo vedie k poklesu úrovne diskrétnej zložky s porovnávacou frekvenciou fázového detektora v spektre výstupného signálu syntetizátora. Po prepnutí syntetizátora prejde mikrokontrolér do „spánkového“ režimu s vypnutým kryštálovým oscilátorom, aby sa znížil šum z digitálnej časti obvodu.

Konštrukčne je syntetizátor vyrobený vo forme sady samostatných jednotiek prepojených pevnými koaxiálnymi káblami. Pre mikroobvod PLL a sprievodné páskovanie bola použitá doska plošných spojov vyrobená zo sklolaminátu FR-4 s hrúbkou 0,8 mm. Napriek relatívne vysokej prevádzkovej frekvencii je použitie substrátu vyrobeného z lacného materiálu celkom opodstatnené.

III. Experimentujte

Experimentálne štúdie parametrov šumu frekvenčného syntetizátora sa uskutočnili pomocou zariadenia na stanovenie spektrálnej hustoty fázového šumu НР3048А.

Spektrálna hustota fázového šumu uvažovaného jednoduchého jednoslučkového frekvenčného syntetizátora pri veľkých posunoch od nosnej vlny je:

10 kHz -92 dB / Hz;

100 kHz -117 dB / Hz.

Slabým spojením varikapu s dielektrickým rezonátorom bolo možné získať celkom dobré šumové parametre syntetizátora, jeho ladiace pásmo však pri zmene riadiaceho napätia na varikape z 1 na 25 V nepresahuje 50 MHz.

Na rozšírenie prevádzkového frekvenčného rozsahu syntetizátora môžete použiť riadený generátor na báze YIG. To si však bude vyžadovať zmenu obvodu riadenia frekvencie.

IV. Záver

Použitie jednočipového mikroobvodu s čiastkovým deliacim faktorom v spätnoväzbovej slučke PLL umožňuje návrh kompaktných frekvenčných syntetizátorov podľa jednoslučkového obvodu s výstupnými frekvenciami až do hornej pracovnej frekvencie mikroobvodu PLL s frekvenciou krok ladenia v takomto systéme s jednou slučkou menej ako 400 Hz a prijateľná úroveň spektrálnej hustoty fázového šumu ...

V. Referencie

HF a SHF Rádiové komponenty zahraničných výrobcov. Cenník. Číslo 5. M. 2004.

Www.argussoft.ru

"Elektronické komponenty MEI" leto 2004.

RF / mikrovlnné komponenty, elektromechanika, výkonové zariadenia. Elektronický katalóg 2004

Babkovsky A.P. Skúsenosti s navrhovaním PLL syntezátorov založených na mikroobvodoch od QUALCOMM a Mini-Circuits pre jednotku referenčných signálov merača hladiny milimetrových vĺn. - V knihe. "8. medzinárodná krymská konferencia" Mikrovlnné inžinierstvo a komunikačné technológie ". Zborník z konferencie “[Sevastopoľ, 14. – 17. sept. 1998]. Sevastopoľ: Weber, 1998, zväzok 2, s.667-668.

Babkovsky A. P., Seleznev N. E. Hybridné frekvenčné syntetizátory PLL / DDS. - V knihe. "11. medzinárodná krymská konferencia" Mikrovlnné inžinierstvo a komunikačné technológie ". Zborník z konferencie “[Sevastopoľ, 10. – 14. sept. 2001]. Sevastopoľ: Weber, 2001, s. 112-114.

A. P. Babkovsky, N. Ye. Seleznev. Rýchly oktávový mikrovlnný syntetizátor s malým krokom ladenia frekvencie. - V knihe. "13. medzinárodná krymská konferencia" Mikrovlnné inžinierstvo a komunikačné technológie ". Konferenčné materiály “[Sevastopoľ, 8. – 12. sept. 2003]. Sevastopoľ: Weber, 2003, s. 136-138.

www.skyworksinc.com

JEDNOSLÚČKOVÝ SYNTEZÁTOR PRE C-PÁSMO S ULTRA JEMNÝM FREKVENČNÝM KROKOM

Babkovský A., Seleznev N.

Názvy inštitútu Unitary Enterprise Measuring Systems Research Institute vo vlastníctve federálneho štátu po Yu. Áno. Sedakov GSP-486, Nižný Novgorod - 603950, Rusko e-mail: [e-mail chránený]

Abstrakt - V tomto článku sú uvažované výsledky návrhu jednoduchého frekvenčného syntetizátora v pásme C na báze jednoslučkového PLL.

Nárast pracovných frekvencií Dopplerovho radaru krátkeho dosahu až na MM pásmo si vyžaduje veľké zlepšenie stability prenášaného signálu.

Princíp spracovania signálu je založený na meraní odrazených signálov Dopplerovou frekvenciou na strednej frekvencii (v rozsahu UHF). Budič reťaze vysielača a lokálny oscilátor prijímača (LO) teda musia byť koherentné.

V súčasnosti je najvýhodnejším prístupom pri generovaní koherentných signálov použitie frekvenčných syntetizátorov v pásme C spolu s multiplikátormi a zosilňovačmi.

Tieto syntetizátory sú často navrhnuté pomocou schémy s viacerými slučkami v spojení s frekvenčnými mixérmi, deličmi a multiplikátormi.

Počas posledných rokov sa horná prevádzková frekvencia PLL IC zvýšila až na C-pásmo. Teraz sú poprednými výrobcami integrovaných obvodov PLL pre toto frekvenčné pásmo Skyworks a Analog Devices. Zvýšenie pracovnej frekvencie integrovaného obvodu umožňuje navrhnúť jednoduché jednoslučkové frekvenčné syntetizátory v pásme C.

V niektorých prípadoch môže byť tento prístup vhodnejší.

Bloková schéma budiča vysielača na báze jednoslučkového PLL je na obr.1. Berúc do úvahy naše zručnosti v dizajne syntetizátorov, Skyworks CX72302 Fractional-N PLL IC bol vybraný pre budič a dizajn LO. Viac informácií nájdete na webovej stránke www.skyworksinc.com.

Pomocou CX72302 môžeme získať frekvenčný krok 250 Hz iba s hodnotou porovnávacej frekvencie fázového detektora 16,384 MHz kvôli vysokej frakcionácii, 2 18. Vysoká frekvencia fázového detektora vedie k zníženiu hodnoty hlavného deliča N a zlepšeniu parametrov šumu.

High-Q dielektrický rezonátorový oscilátor (DRO) sa používa na získanie lepšieho šumového výkonu z PLL priepustného pásma. Lineárne frekvenčné rozmietanie sa vykonáva pomocou varicapu so slabou väzbou s DR. Výstupný výkon generátora DRO je 50 mW.

Signál prechádza cez izolátor a smerovú spojku na výstup syntetizátora (výstupný výkon je + 15dBm - cca 30 mW). Časť energie z prepojeného portu smerového väzobného člena smeruje na vstup PLL IC.

Komponenty slučkového filtra boli vypočítané metódami navrhnutými National Semiconductor. Analýza stability slučky bola hodnotená v MathCAD 2000.

Deliaci pomer hlavnej slučky je zvýšený až na 380 (frekvencia fázového detektora 16 MHz) pri frekvenciách okolo 6 GHz. Spektrálna hustota fázového šumu PLL IC je -128 dB / Hz. Spektrálna hustota fázového šumu v priepustnom pásme PLL je teda určená šumom PLL IC, hoci fázový šum referenčného generátora je (-145 ... -155 dB / Hz) a rovná sa -77 dB / Hz.

Riadenie výstupnej frekvencie syntetizátora je vykonávané mikrokontrolérom Atmel AT90S8515-8PI. Aby sa minimalizoval čas spínania frekvencie, prúd nabíjacieho čerpadla sa zvýši na maximálnu hodnotu. Po zablokovaní sa prúd nabíjacieho čerpadla prepne na nominálnu hodnotu a mikrokontrolér sa prepne do režimu spánku spolu s vypnutím generátora hodín. To umožňuje potlačiť šum vo výstupnom spektre digitálnych obvodov.

Šumové parametre výstupného signálu syntetizátora boli merané testovacou súpravou HP3048A.

Spodná hranica fázového šumu testovaného syntetizátora PLL s jednou slučkou v rámci posunov od nosnej vlny je:

Frekvenčný posun Spodná hranica fázového šumu

10 kHz -92 dB / Hz

100 kHz -117 dB / Hz

Slabá väzba medzi varikapom a dielektrickým rezonátorom v ladenom generátore poskytuje pomerne dobré parametre šumu, ale syntetizované frekvenčné pásmo je príliš úzke (približne 50 MHz v rozsahu ladenia varikapu od 1 do 25 voltov).

Na rozšírenie syntetizovaného frekvenčného pásma je možné použiť YIG ladený oscilátor. V tomto prípade sa však musí zmeniť obvod ladenia frekvencie.

Jediný čip Fractional-N PLL umožňuje konštruovať malé frekvenčné syntetizátory s jednou slučkou pre frekvencie až do maximálnej pracovnej frekvencie PLL IC s frekvenčným krokom menším ako 400 Hz a prijateľnou úrovňou fázového šumu.

Držitelia patentu RU 2580068:

Vynález sa týka rádiového inžinierstva a môže byť použitý vo vysielacích a prijímacích zariadeniach v mikrovlnnom frekvenčnom rozsahu. Technickým výsledkom je zvýšenie stabilnej prevádzky pri ladení frekvencie vstupného mikrovlnného signálu. Mikrovlnný frekvenčný syntetizátor obsahuje napäťovo riadený mikrovlnný generátor (VCO), smerový väzobný člen, mikrovlnný mixér, zdroj vstupného mikrovlnného signálu, prvý frekvenčný delič s premenlivým deliacim faktorom, frekvenčný fázový detektor, druhý frekvenčný delič. s premenlivým deliacim faktorom, referenčným zdrojom signálu, filtrom nízkych frekvencií, fázovým komparátorom, čakacím multivibrátorom, dvomi diódami a operačným zosilňovačom. 4 chorý.

Vynález sa týka rádiotechniky, menovite širokorozsahových mikrovlnných frekvenčných syntetizátorov s predbežným počiatočným nastavením frekvencie mikrovlnného generátora riadeného napätím (VCO) zahrnutého v širokopásmovej slučke fázového závesu (PLL) mikrovlnnej rúry. frekvenčný syntetizátor a môže byť použitý v transceivačných zariadeniach v mikrovlnnom frekvenčnom rozsahu ...

Známe systémy pre aktívnu syntézu frekvencií, v ktorých sa filtrovanie kmitov syntetizovaných frekvencií uskutočňuje pomocou aktívneho filtra vo forme slučky fázového závesu. V tomto prípade sa frekvencia signálu prevádza napríklad rozdelením do nízkofrekvenčného rozsahu, kde sa porovnáva s frekvenciou referenčného generátora a napätím samoladenia napäťovo riadeného mikrovlnného generátora (VCO ) sa generuje. Systémy aktívnej syntézy poskytujú vyššie potlačenie rušivých spektrálnych zložiek a nosného fázového šumu. V tejto schéme však vzhľadom na vysoký pomer delenia frekvencie VCO nie je možné dosiahnuť nízku úroveň šumu výstupného signálu syntetizátora.

Známy mikrovlnný frekvenčný syntetizátor, ktorý implementuje princíp aktívnej syntézy s PLL slučkou, ktorý je vybraný ako prototyp tohto vynálezu. Mikrovlnný frekvenčný syntetizátor obsahuje mikrovlnný VCO, ktorého výstup je prepojený cez smerovú spojku s výstupom mikrovlnného frekvenčného syntetizátora a s prvým vstupom mikrovlnného mixéra, ktorého druhý vstup je prepojený s výstupom zdroja. vstupného mikrovlnného signálu s frekvenciou f vstupu mikrovlnky je výstup mikrovlnného mixéra pripojený na vstup prvého frekvenčného deliča (DF) s premenlivým deliacim faktorom n, ktorého výstup je pripojený na prvý vstup frekvenčného fázového detektora (PFD) je druhý vstup frekvenčného fázového detektora spojený s výstupom druhého frekvenčného deliča s premenlivým deliacim faktorom m, ktorého vstup je pripojený k zdroju referenčného signálu frekvencia f OP a výstup frekvenčno-fázového detektora cez dolnopriepustný filter (LPF) je pripojený na vstup mikrovlnného VCO. V tomto prípade smerová spojka, zmiešavač, prvý frekvenčný delič, PFD a LPF tvoria PLL slučku.

Známy mikrovlnný frekvenčný syntetizátor umožňuje dosiahnuť nízku úroveň fázového šumu výstupného signálu mikrovlnného frekvenčného syntetizátora s frekvenciou f MF znížením deliaceho pomeru prvého frekvenčného deliča pri použití ako vstupného mikrovlnného signálu s frekvenciou f vstup mikrovlnného signálu s nízkou úrovňou fázového šumu. Okrem toho, zníženie deliaceho pomeru prvého frekvenčného deliča umožňuje zvýšiť zisk slučky PLL. Keďže v takejto schéme je frekvencia vstupného mikrovlnného signálu f v mikrovlnke zvolená z podmienky f v mikrovlnke> f stredný rozsah, pre udržanie konštantnej hodnoty zosilnenia PLL slučky mikrovlnného frekvenčného syntetizátora je potrebné kompenzovať zmenu deliaceho faktora prvého frekvenčného deliča zmenou sklonu frekvenčného ladenia mikrovlnného VCO, aby sa zachovali riadiace pásma PLL slučky.

Ak sú však posuny frekvencie f VCO UHF VCO väčšie ako 2 f IF (pričom medzifrekvencia f IF = f v UHF -f VCO), potom v tomto mikrovlnnom frekvenčnom syntetizátore dôjde k poruchám fázovej synchronizácie, čo povedie k strate výkonu syntetizátora.

Okrem toho známy mikrovlnný frekvenčný syntetizátor pracuje iba vtedy, ak je vstupný mikrovlnný signál s pevnou frekvenciou f mikrovlny privádzaný na druhý vstup mikrovlnného mixéra. Keď je vstupný mikrovlnný signál privádzaný na tento vstup mikrovlnného mixéra s premenlivou (laditeľnou) mikrovlnnou frekvenciou f vstupu v pásme väčšom alebo rovnajúcom sa 2 f IF, môžu sa v mikrovlnnom frekvenčnom syntetizátore vyskytnúť aj poruchy fázovej synchronizácie.

Technickým problémom tohto vynálezu je vytvoriť širokopásmový mikrovlnný frekvenčný syntetizátor s nízkou úrovňou fázového šumu a krátkym časom ladenia frekvencie výstupného signálu f MF syntetizátora, zaisťujúci absenciu narušenia fázovej synchronizácie pri zmene (ladení) frekvencia vstupného mikrovlnného signálu f vstupná mikrovlna v pásme, ktoré je rovné alebo väčšie ako zdvojnásobená frekvencia medzifrekvenčného signálu f IF, kde f IF = f v mikrovlnnom -f VCO, ako aj zabezpečenie zachovania fázovej synchronizácie keď frekvencia f VCO mikrovlnného signálu VCO je väčšia ako 2 f IF.

Technickým výsledkom je zabrániť narušeniu fázovej synchronizácie spôsobenému prechodnými procesmi v slučke PLL a zabezpečiť stabilnú prevádzku mikrovlnného frekvenčného syntetizátora počas prevádzky, a to aj pri ladení frekvencie f vstupu mikrovlnného vstupného signálu.

Podstata technického riešenia spočíva v tom, že navrhovaný mikrovlnný frekvenčný syntetizátor obsahuje napäťovo riadený mikrovlnný generátor (VCO), ktorého výstup je spojený so vstupom smerovej spojky, ktorej prvý výstup je výstupom napäťovo riadeného mikrovlnného generátora (VCO). mikrovlnný frekvenčný syntetizátor a druhý výstup smerového spojovacieho člena je pripojený k prvému vstupu mikrovlnného mixéra, druhý vstup mikrovlnného mixéra je pripojený k výstupu vstupného zdroja mikrovlnného signálu, výstup mikrovlnného mixéra je pripojený na vstup prvého frekvenčného deliča s premenlivým deliacim pomerom, ktorého výstup je pripojený na prvý vstup frekvenčno-fázového detektora, druhý vstup frekvenčno-fázového detektora je pripojený k výstupu druhého frekvenčného deliča. s premenlivým deliacim pomerom, ktorého vstup je spojený s výstupom zdroja referenčného signálu a medzi frekvenčno-fázový detektor a mikrovlnný VCO je zaradený dolnopriepustný filter. Mikrovlnný frekvenčný syntetizátor navyše obsahuje fázový komparátor, čakací multivibrátor, dve diódy a operačný zosilňovač. V tomto prípade sú prvý a druhý výstup frekvenčného fázového detektora pripojené k prvému a druhému vstupu operačného zosilňovača, ktorého výstup je pripojený k vstupu mikrovlnného VCO, a dolnopriepustnému filter je zapojený medzi prvý vstup operačného zosilňovača a jeho výstup, prvý vstup fázového komparátora je pripojený na výstup prvého frekvenčného deliča s premenlivým deliacim pomerom a prvého vstupu frekvenčno-fázového detektora, tzv. druhý vstup fázového komparátora je pripojený na výstup druhého frekvenčného deliča s premenlivým deliacim pomerom a na druhý vstup frekvenčno-fázového detektora, výstup fázového komparátora je pripojený na vstup čakacieho multivibrátora, prvý výstup čakacieho multivibrátora prepojený cez prvú diódu s prvým výstupom frekvenčno-fázového detektora a s prvým vstupom operačného zosilňovača, druhý výstup čakacieho multivibrátora je prepojený cez druhú diódu s druhým výstupom frekvenčného fázového detektora. frekvenčno-fázovým detektorom a s druhým vstupom operačného zosilňovača. Okrem toho sú prvá a druhá dióda zapnuté oproti sebe, zatiaľ čo mikrovlnný VCO, smerový väzobný člen, mikrovlnný mixér, prvý frekvenčný delič, frekvenčný fázový detektor, operačný zosilňovač a dolnopriepustný filter tvoria slučku fázového závesu (PLL ) za podmienky: τ m> τ PLL, kde TM je perióda oscilácie čakajúceho multivibrátora, τ PLL je čas na vytvorenie synchronizácie v slučke fázového závesu.

Zaradenie fázového komparátora a čakacieho multivibrátora s dvoma protiľahlo zapojenými diódami na výstupe do obvodu mikrovlnného syntetizátora umožňuje prednastaviť frekvenciu f VCO mikrovlnného signálu VCO pri narušení fázovej synchronizácie v PLL slučke, ku ktorému dochádza pri prepínaní frekvencie f vstupu mikrovlnného vstupného mikrovlnného signálu alebo pri driftoch frekvencie f VCO mikrovlnného VCO signálu, napríklad pri zapnutí mikrovlnného syntetizátora, čo zabezpečuje rýchle obnovenie fázovej synchronizácie a zvyšuje stabilitu mikrovlnný frekvenčný syntetizátor. V tomto prípade sa po obnovení PLL slučky čakací multivibrátor vypne a neovplyvní ďalšiu činnosť PLL slučky.

Operačný zosilňovač s dolnopriepustným filtrom v spätnoväzbovej slučke tvorí riadiacu šírku pásma PLL slučky.

Čas medzi koncom prvého impulzu a začiatkom ďalšieho impulzu čakajúceho multivibrátora, určený RC obvodom tohto multivibrátora, musí byť dlhší ako čas potrebný na vytvorenie synchronizácie v slučke PLL, teda napr. musí byť splnená podmienka:

T M -τ m> τ PLL.

Vynález je znázornený na výkresoch.

Obr. 1 je bloková schéma navrhovaného mikrovlnného frekvenčného syntetizátora, kde

1 - mikrovlnný generátor (VCO) s frekvenciou f VCO (riadiace napätie U UPR);

3 - mikrovlnný mixér;

4 - zdroj vstupného mikrovlnného signálu s frekvenciou f vstupná mikrovlna;

5 - prvý frekvenčný delič s premenlivým deliacim pomerom n;

6 - frekvenčno-fázový detektor (výstupné napätie U PFD);

7 - druhý frekvenčný delič s variabilným deliacim faktorom m;

8 - zdroj referenčného signálu s frekvenciou f OP;

9 - operačný zosilňovač;

10 - dolnopriepustný filter;

11 - fázový komparátor (výstupné napätie U FC);

12 - čakajúci multivibrátor (výstupné napätie vpred U m1 a inverzné

13 - prvá dióda;

14 - druhá dióda;

f IF = f mikrovlnný vstup -f VCO - medzifrekvenčný signál;

f MF - výstupný signál mikrovlnného frekvenčného syntetizátora.

Obr. 2 sú znázornené časové diagramy vstupného U FC a výstupného U m1 a U m2 napätia čakacieho multivibrátora, ktorý je súčasťou navrhovaného mikrovlnného frekvenčného syntetizátora, kde

TM - perióda oscilácie čakacieho multivibrátora 12;

τ m - trvanie impulzu čakacieho multivibrátora 12;

τ PLL je čas na vytvorenie synchronizácie v slučke fázového závesu.

Obr. 3 je znázornené ladiace pásmo výstupného mikrovlnného signálu s frekvenciou f MF = f VCO vzhľadom na vstup s pevnou frekvenciou f mikrovlnného vstupného mikrovlnného signálu navrhovaného mikrovlnného frekvenčného syntetizátora.

Obr. 4 je znázornené ladiace pásmo výstupného mikrovlnného signálu s frekvenciou f MF = f VCO vzhľadom na laditeľnú frekvenciu f v mikrovlnnom vstupnom mikrovlnnom signáli navrhovaného mikrovlnného frekvenčného syntetizátora.

Navrhovaný mikrovlnný frekvenčný syntetizátor, ktorého bloková schéma je znázornená na obr. 1, obsahuje napäťovo riadený mikrovlnný generátor (VCO) 1, ktorého výstup je pripojený na vstup smerového väzobného člena 2, ktorého jeden výstup je výstupom mikrovlnného frekvenčného syntetizátora a druhý výstup smerového väzobného člena 2 je pripojený k prvému vstupu mikrovlnného mixéra 3, ktorého druhý vstup je pripojený k výstupnému zdroju vstupného mikrovlnného signálu 4 s frekvenciou f vstupnej mikrovlny. Výstup mikrovlnného mixéra 3 je pripojený na vstup prvého frekvenčného deliča 5 s premenlivým deliacim faktorom n, ktorého výstup je pripojený na prvý vstup frekvenčno-fázového detektora 6. Druhý vstup frekvenčného- fázový detektor 6 je pripojený k výstupu druhého frekvenčného deliča 7 s premenlivým deliacim faktorom m, pričom vstup je pripojený k výstupu zdroja referenčného signálu 8 s frekvenciou fOP. Dva výstupy frekvenčno-fázového detektora 6 sú pripojené k dvom vstupom operačného zosilňovača 9, ktorého výstup je spojený so vstupom mikrovlnného generátora VCO 1, pričom dolnopriepustný filter 10 je zapojený medzi prvý vstup operačný zosilňovač 9 a jeho výstup 10. Prvý vstup fázového komparátora pridaný do obvodu 11 je spojený s výstupom prvého frekvenčného deliča 5 a prvým vstupom frekvenčno-fázového detektora 6, druhým vstupom fázy komparátor 11 je pripojený na výstup druhého frekvenčného deliča 7 a druhý vstup frekvenčno-fázového detektora 6. Výstup fázového komparátora 11 je pripojený na vstup čakacieho multivibrátora 12, ktorého výstup smeruje cez prvá dióda 13 je pripojená k prvému výstupu frekvenčno-fázového detektora bis prvým vstupom operačného zosilňovača 9, inverzný výstup čakacieho multivibrátora 12 cez druhú diódu 14 je pripojený k druhému výstupu frekvenčnej fázy. detektor 6 a druhý vstup operačného zosilňovača 9, prvá a druhá dióda sú zapnuté oproti sebe. V tejto schéme tvoria mikrovlnný VCO 1, smerový väzobný člen 2, mikrovlnný zmiešavač 3, prvý frekvenčný delič 5, frekvenčný fázový detektor 6, druhý frekvenčný delič 7, operačný zosilňovač 9 a dolnopriepustný filter 10. PLL slučka.

Navrhovaný mikrovlnný frekvenčný syntetizátor pracuje nasledovne. Výstupný signál mikrovlnného VCO 1 s frekvenciou f VCO cez spojku 2 a výstupný mikrovlnný signál zdroja vstupného mikrovlnného signálu 4 s frekvenciou f vstupu mikrovlnky sú privádzané do mikrovlnného zmiešavača 3, na výstupe z ktorých je extrahovaný medzifrekvenčný signál f IF, ktorý je privedený na vstup prvého frekvenčného deliča 5 a po vydelení faktorom n je signál z výstupu prvého frekvenčného deliča 5 privedený na prvý vstup frekvenčného deliča 5. frekvenčno-fázový detektor 6. Signál referenčnej frekvencie fOP z výstupu zdroja 8 referenčného signálu sa privádza na vstup druhého frekvenčného deliča 7, kde sa frekvencia delí faktorom m. Signál z výstupu druhého frekvenčného deliča 7 sa privádza na druhý vstup frekvenčno-fázového detektora (PFD) 6, v ktorom sa porovnáva so signálom prijatým z výstupu prvého frekvenčného deliča 5 a riadiacej jednotke. Na dvoch výstupoch frekvenčno-fázového detektora 6 je generované napätie U PFD, ktorého hodnota a znamienko sú úmerné rozdielu vo frekvenciách a fázach porovnávaných signálov. Toto riadiace napätie U PFD cez operačný zosilňovač 9 a dolnopriepustný filter 10, zahrnuté v spätnoväzbovom obvode operačného zosilňovača 9, sa privádza na riadiaci vstup mikrovlnného VCO 1 ako riadiace napätie UPR. PLL slučka.

Podmienky na vykonanie frekvenčno-fázovej synchronizácie v PLL slučke sú rovnosť frekvencií a fáz signálov privádzaných na vstupy frekvenčno-fázového detektora, to znamená f OP / m = f IF / n, φ OP = φ IF,

kde f IF = f mikrovlnný vstup -f VCO,

m je deliaci faktor frekvencie referenčného signálu s frekvenciou f OP;

n je frekvenčný deliaci faktor signálu medzifrekvencie f IF;

φ OP - fáza referenčného signálu s frekvenciou f OP;

φ IF - fáza medzifrekvenčného signálu f IF.

Pri ladení frekvencie vstupného mikrovlnného signálu f vstupná mikrovlna v pásme rovnajúcom sa alebo väčšom ako je dvojnásobná frekvencia medzifrekvenčného signálu f IF, kde f IF = f vstupná mikrovlnná rúra -f VCO, ako aj vtedy, keď je frekvencia mikrovlnný signál VCO f VCO je viac ako 2 f IF, vstupný mikrovlnný signál f v mikrovlnke v tomto vynáleze prechádza cez PLL slučku mikrovlnného frekvenčného syntetizátora, to znamená cez fázový komparátor 11, čakajúci multivibrátor 12, ako ako aj opačne zapojené diódy 13, 14.

V prítomnosti fázovej synchronizácie v PLL slučke sa z výstupu fázového komparátora 11 do čakacieho multivibrátora 12 odošle riadiaci signál, ktorý vypne čakajúci multivibrátor 12, teda výstupné napätie fázového komparátora 11 U. FC (napríklad úroveň tranzistorovo-tranzistorovej logiky TTL) vo forme logickej jednotky. Čakajúci multivibrátor 12 v tomto čase negeneruje impulzné výstupné signály na priamych a inverzných výstupoch s napätiami UM1, UM2 a neovplyvňuje činnosť PLL slučky. Na priamych a inverzných výstupoch čakacieho multivibrátora 12 sú v protifáze nastavené konštantné napätia U M1 a U M2, zodpovedajúce logickej nule a logickej jednotke). Časové diagramy vstupného U FC a výstupného U Ml a U M2 napätí čakacieho multivibrátora 12 sú znázornené na obr. 2

Ak dôjde k narušeniu synchronizácie frekvencie a fázy v PLL slučke, signál U FC v tvare logickej nuly z výstupu fázového komparátora 11 spustí čakajúci multivibrátor 12, ktorý na priamych a inverzných výstupoch generuje výstupné impulzné signály. s napätiami U M1 (zodpovedajúce logickej jednotke) a U M2 (zodpovedajúcej logickej nule), prichádzajúcimi cez diódy 13, 14 na prvý a druhý vstup operačného zosilňovača 9. Počas pôsobenia impulzu čakacieho multivibrátor 12, to znamená počas trvania τ m impulzu čakacieho multivibrátora 12, v závislosti od fázovania vstupov PFD 6, na výstupnom operačnom zosilňovači 9 je nastavený na maximálnu alebo minimálnu hodnotu regulácie napätia. frekvencie mikrovlnného signálu VCO 1. V tomto prípade sú porušené podmienky pre frekvenčno-fázovú synchronizáciu (f OP / m = f IF / n, φ OP = φ IF) a frekvenčno-fázový detektor 6 generuje napätie U. PFD, ktorý zabezpečuje obnovenie synchronizácie (teda spustenie procesu synchronizácie i) v PLL slučke. Pri obnovení frekvenčno-fázovej synchronizácie v PLL slučke fázový komparátor 11 vypne čakajúci multivibrátor 12 (na jeho výstupoch sú opäť nastavené konštantné napätia v protifáze, zodpovedajúce logickej nule a logickej jednotke). V prípade opakovaného narušenia frekvenčno-fázovej synchronizácie v PLL slučke alebo pri poruche činnosti PLL slučky fázový komparátor 11 opäť spustí čakajúci multivibrátor 12 a celý proces obnovy synchronizácie sa zopakuje. .

V niektorých prípadoch, aby slučka PLL fungovala, s vylúčením narušenia frekvenčno-fázovej synchronizácie v nej, je potrebné, aby prechodový proces ladenia mikrovlnnej frekvencie VCO v slučke PLL začínal od nižšej (f VCO min) resp. horný (f VCO max) okraj mikrovlnného prevádzkového rozsahu VCO do bodu uzamknutia frekvencie, pri ktorom f VCO = f MF, to znamená počiatočná úroveň napätia privádzaného na riadiaci vstup mikrovlnného VCO 1 (v prechodovom režime pred frekvenčný zámok), bol vždy rovný minimálnej resp maximálna hodnota... Toto je určené polohou frekvencie fVCO výstupného mikrovlnného VCO signálu vzhľadom na frekvenciu fin mikrovlnného vstupného mikrovlnného signálu. V tomto prípade sú možné dva hlavné režimy prevádzky mikrovlnného frekvenčného syntetizátora, v ktorých je možná synchronizácia v PLL slučke.

Uvažujme prvý režim činnosti mikrovlnného frekvenčného syntetizátora znázorneného na obr. 3. Predpokladajme, že frekvencia f vstupu mikrovlnného vstupného mikrovlnného signálu je pevná a presahuje f MF (ako v prototype) a ladiace pásmo mikrovlnného VCO 1 (Δf VCO) je dostatočne veľké, napr. hodnota 2 f IF. V tomto prípade počas prechodového procesu, ktorý predchádza zachyteniu frekvencie, môže frekvenčný fázový detektor 6 prijímať zrkadlovo frekvenčný signál z výstupu mikrovlnného mixéra 3 (v bode synchronizačného rozpadu, v ktorom f VCO = f 1 MF, kde f 1 MF = f v mikrovlnke + f IF), čo povedie k poruche synchronizácie v PLL slučke, prechodu frekvenčného signálu f VCO mikrovlnnej VCO do najvyššej polohy zodpovedajúcej frekvencii f VCO max a v dôsledku toho k poruche mikrovlnného frekvenčného syntetizátora. Zapojenie mikrovlnného frekvenčného syntetizátora vybraného ako prototyp neposkytuje možnosť dostať sa z tejto situácie. V navrhovanom mikrovlnnom frekvenčnom syntetizátore je tento problém vyriešený nasledovne.

Fázový komparátor 11 v režime frekvenčno-fázovej synchronizácie (f OP / m = f IF / n, φ OP = φ IF) generuje na svojom výstupe signál U FC, zodpovedajúci logickej jednotke (log. "1"). Tento výstup fázového komparátora 11 je spojený so vstupom čakacieho multivibrátora 12, ktorý je spúšťaný signálom zodpovedajúcim logickej nule (logická "0"). Keď sa vstupný signál rovná log. "0", prvých 13 a druhých 14 diód sú zatvorené a čakajúci multivibrátor 12 neovplyvňuje činnosť PLL slučky. V prípade, že dôjde k narušeniu režimu fázovej synchronizácie, na výstupe fázového komparátora 11 sa objaví signál zodpovedajúci log. "0". K tomu môže dôjsť, keď je zapnutý mikrovlnný frekvenčný syntetizátor alebo keď je naladená frekvencia f referenčného signálu. Signál zodpovedajúci log. "0" z výstupu fázového komparátora 11 spustí čakajúci multivibrátor 12 a na jeho priamych a inverzných výstupoch sa počas trvania impulzu objaví τm napäťové úrovne rovné log. "1" a log. "0" (čiže inverzné k predchádzajúcemu stavu), takže prvých 13 a druhých 14 diód sa otvorí a na prvý a druhý vstup operačného zosilňovača 9 sa privedie rozdielové napätie, ktoré spôsobí výskyt počiatočného (minimálneho ) riadiace napätie na výstupe operačného zosilňovača 9, ktoré je privedené na frekvenčný riadiaci vstup mikrovlnného VCO 1, nastavuje hodnotu frekvencie mikrovlnného VCO f VCO = f VCO min. Po skončení pulzu čakajúceho multivibrátora 12 nasleduje pauza rovnajúca sa TM -τ m, kde TM je perióda opakovania pulzu čakajúceho multivibrátora 12. Počas tejto pauzy PLL slučka upravuje frekvenciu f VCO mikrovlnný signál VCO z minimálnej hodnoty f VCO min na frekvenciu, pri ktorej dochádza k frekvenčno-fázovej synchronizácii (bod blokovania frekvencie na obr. 3). Pri ladení frekvencie f VCO mikrovlnného signálu VCO na hodnotu, pri ktorej f VCO = f MF (kde f MF = f v mikrovlnnej rúre -f IF) a ak je podmienka f VCO ≤ f v mikrovlnnej rúre (v súlade s fázovanie PFD 6) je splnené, potom režim frekvenčno-fázovej synchronizácie, v ktorom f OP / m = f IF / n. Na výstupe fázového komparátora 11 je signál zodpovedajúci úrovni log. "1", ktorý prevádza multivibrátor 12 do pohotovostného stavu. Ak z nejakého dôvodu k procesu synchronizácie nedošlo, potom sa opakuje opísaný cyklus vytvárania synchronizácie v slučke PLL. Nevyhnutnou podmienkou pre uzamknutie frekvencie v tomto prípade je, že perióda opakovania impulzov čakajúceho multivibrátora 12 musí zodpovedať podmienke: T M -τm> τ slučky PLL, kde

TM - perióda opakovania pulzu čakajúceho multivibrátora,

τ m - trvanie impulzu čakajúceho multivibrátora,

τ slučky PLL - čas na vytvorenie synchronizácie v slučke PLL.

Uvažujme druhý režim činnosti mikrovlnného frekvenčného syntetizátora znázorneného na obr. 4.

Predpokladajme, že v počiatočnom momente v mikrovlnnom frekvenčnom syntetizátore je splnená podmienka frekvenčno-fázovej synchronizácie, pričom f v mikrovlnke = f v mikrovlnke1. V tomto prípade je frekvencia výstupného signálu mikrovlnného frekvenčného syntetizátora f MF = f MF · 1 = f v MW1 -f IF. Potom sa frekvencia f mikrovlnného vstupného signálu rýchlo naladí v pásme Δf mikrovlnného vstupného signálu (ako je znázornené na obr. 4) z hodnoty f v mikrovlne1 na hodnotu f v mikrovlne2 (v tomto prípade pásmo frekvenčného ladenia vstupného mikrovlnného signálu Δf v mikrovlnke je viac ako 2 f IF, kde f IF = f v mikrovlnke -f VCO. Súčasne s reštrukturalizáciou frekvencie f v mikrovlnke sa frekvencia f VCO mikrovlnný VCO sa preladí z hodnoty f MF1 na hodnotu f MF2. Avšak v dôsledku zotrvačnosti slučky PLL je mikrovlnný signál (t AC mikrovlny in) vždy kratší ako čas na vytvorenie synchronizácie v PLL. slučka (τ PLL slučka), to znamená t AC mikrovlny v ≤τ PLL slučky.

V dôsledku zotrvačnosti slučky PLL pri ladení mikrovlnnej frekvencie VCO vznikajú podmienky aj pre narušenie synchronizácie. Napríklad, ako je znázornené na obr. 4, pri ladení frekvencie f VCO z počiatočnej hodnoty f MF1 (v hornej časti rozsahu frekvenčného ladenia mikrovlnnej VCO) na najbližšiu nižšiu hodnotu f MF2 vo frekvencii. v mikrovlnnom mixéri sa generuje signál zrkadlovej medzifrekvencie v bode, kde f VCO = f 1 SCH2 = fin mikrovlnka2 + f IF. V tomto prípade (pre dané fázovanie PFD 6) nebude splnená podmienka f VCO ≤f v mikrovlnke, to znamená, že frekvencia nie je uzamknutá slučkou PLL, čo spôsobí narušenie synchronizácie frekvencie a fázy s "vytiahnutie" frekvencie f VCO na hornú krajnú hodnotu f VCO max rozsah frekvenčného ladenia mikrovlnného VCO. Na obnovenie frekvenčno-fázovej synchronizácie v PLL slučke v tomto vynáleze by sa mal implementovať synchronizačný cyklus opísaný v prvom režime prevádzky mikrovlnného frekvenčného syntetizátora. Obvod mikrovlnného frekvenčného syntetizátora, vybraný ako prototyp, neposkytuje možnosť rýchlej zmeny frekvencie vstupného mikrovlnného signálu, a preto takýto obvod neumožňuje stabilnú fázovú synchronizáciu, keď je frekvencia vstupného mikrovlnného signálu naladený.

Vyššie opísané režimy nestabilnej prevádzky systému PLL v známom mikrovlnnom frekvenčnom syntetizátore, zvolenom ako prototyp vynálezu, boli experimentálne testované a potvrdené.

Na základe navrhovaného vynálezu boli vyvinuté a experimentálne testované vzorky mikrovlnných frekvenčných syntetizátorov, ktoré potvrdili stabilnú prevádzku s rýchlou dobou obnovy frekvenčno-fázovej synchronizácie v rôznych režimoch prevádzky mikrovlnných frekvenčných syntetizátorov - menej ako 100 μs.

Zdroje informácií

1. Manasevich V. Frekvenčné syntetizátory. Teória a dizajn. - M.: Komunikácia, 1979

2. Ryžkov A.V., Popov V.N. Frekvenčné syntetizátory v rádiokomunikačnej technike. - M .: Rádio a komunikácia, 1991, s. 110-113.

Mikrovlnný frekvenčný syntetizátor obsahujúci napäťovo riadený mikrovlnný generátor (VCO), ktorého výstup je pripojený na vstup smerového väzobného člena, ktorého prvý výstup je výstupom mikrovlnného frekvenčného syntetizátora a druhý výstup smerového väzobného člena je pripojený na prvý vstup mikrovlnného mixéra, druhý vstup mikrovlnného mixéra je pripojený na výstupný zdroj vstupného mikrovlnného signálu, výstup mikrovlnného mixéra je pripojený na vstup prvého frekvenčného deliča s premenlivým deliacim pomerom , ktorého výstup je pripojený na prvý vstup frekvenčného fázového detektora, druhý vstup frekvenčného fázového detektora je pripojený k výstupu druhého frekvenčného deliča s premenlivým deliacim faktorom, ktorého vstup je spojený s výstup zdroja referenčného signálu a medzi frekvenčný fázový detektor a mikrovlnný VCO je zapojený dolnopriepustný filter, vyznačujúci sa tým, že mikrovlnný frekvenčný syntetizátor navyše obsahuje fázový komparátor, čakací multivibrátor, dve diódy a operačný zosilňovač. , pričom prvý a druhý výstup frekvenčno-fázového detektora sú spojené s prvým a druhým vstupom operačného zosilňovača, ktorého výstup je pripojený na vstup mikrovlnného VCO, a dolnopriepustný filter je zapojený medzi prvý vstup operačného zosilňovača a jeho výstup, prvý vstup fázového komparátora je pripojený na výstup prvého frekvenčného deliča s premenlivým deliacim pomerom a prvý vstup frekvenčného -fázového detektora, druhý vstup fázového komparátora je pripojený k výstupu druhého frekvenčného deliča s premenným deliaci pomer a na druhý vstup frekvenčno-fázového detektora je výstup fázového komparátora pripojený na vstup čakacieho multivibrátora, prvý výstup čakacieho multivibrátora je pripojený cez prvú diódu k prvému výstupu frekvenčného -fázový detektor a s prvým vstupom operačného zosilňovača je druhý výstup čakacieho multivibrátora prepojený cez druhú diódu na druhý výstup frekvenčno-fázového detektora a na druhý vstup operačného zosilňovača a prvý resp. druhé diódy sú zapojené oproti sebe, pričom mikrovlnná VCO, smerová spojka, mikrovlnka zmiešavač, prvý frekvenčný delič, frekvenčný fázový detektor, operačný zosilňovač a dolnopriepustný filter tvoria fázovú slučku (PLL) za podmienky: TM -τ m> τ PLL, kde TM je perióda oscilácie čakajúceho multivibrátora, τ m je trvanie impulzu čakajúceho multivibrátora, τ PLL je čas vytvorenia synchronizácie v slučke fázového závesu.

Podobné patenty:

[0001] Vynález sa týka komunikačnej technológie. Technický výsledok spočíva v komplexnom zlepšení hlavných parametrov synchronizačného systému, a to: vo zvýšení odolnosti proti šumu, v zlepšení filtračných vlastností systému, v rozšírení záchytných pásiem a zachovaní synchrónneho režimu prevádzky, v znížení čas pre vstup do synchrónneho režimu činnosti, pri zabezpečení nulovej statickej fázovej chyby a pri zabezpečení správnej činnosti zariadenia pri zmenách a kolísaní amplitúdy vstupného signálu alebo pri zmenách koeficientu prestupu fázových detektorov.

[0001] Vynález sa týka výberu frekvencie a filtrovania rádiových signálov. Technický výsledok spočíva v zabezpečení prispôsobenia zariadení na výber rádiových signálov rušivému prostrediu, ako aj schopnosti kontrolovať ich spotrebu energie.

Frekvenčný syntetizátor so spínanými cestami znižovania frekvencie patrí do rádiového inžinierstva a možno ho použiť na vytvorenie siete stabilných frekvencií s rovnomerným krokom v prijímacích zariadeniach so zvýšenou odolnosťou proti šumu, ako aj v transceivačných zariadeniach s rýchlym ladením prevádzkových frekvencií.

Navrhovaný spôsob sa týka komunikačnej techniky a režimov činnosti synchronizačných jednotiek (BS) obsahujúcich riadené generátory (UG), presnejšie spôsobov generovania vysoko stabilného výstupného signálu UG BS v režime pozastavenia.

Vynález sa týka elektronického inžinierstva, menovite syntetizátorov frekvenčnej siete (SSF) založených na pulznej slučke fázového závesu (PLL) s kompenzáciou pre čiastočné rušenie a možno ho použiť pri použití obvodov založených na amplitúdovej alebo pulzovo-šírkovej modulácii. kompenzačného prúdu.

Vynález sa týka oblasti rádiového inžinierstva a automatizácie, systémov na automatické frekvenčné ladenie žiarenia kontinuálnych plynových laserov so zlepšenými stabilizačnými charakteristikami a môže byť použitý v kozmickej technike, najmä na meranie "fialového posunu" frekvencie. laserového žiarenia v gravitačnom poli Zeme.

Vynález sa týka elektronickej výpočtovej techniky a rádiového inžinierstva. Technický výsledok spočíva vo zvýšení rýchlosti a možnosti generovania multifrekvenčne frekvenčne modulovaných signálov. Digitálny výpočtový syntetizátor frekvenčne modulovaných signálov obsahuje: referenčný generátor, tvarovaciu a oneskorovaciu jednotku, tri pamäťové registre, štyri digitálne pamäťové zariadenia, delič s variabilným deliacim pomerom, dva funkčné prevodníky kód x - sin x, dva inverzné sin x/x filtre, prepínač, dva digitálno-analógové prevodníky. Digitálne vstupy signálov DSC FM sú vstupmi prvého, druhého a tretieho registra pamäte a jeho analógové výstupy sú výstupmi prvého a druhého DAC. 2 chorý.

Vynález sa týka oblasti rádiového inžinierstva. Technickým výsledkom je rozšírenie šírky záchytného pásma zmenou symetrickej formy diskriminačnej charakteristiky znamienkového logického fázového diskriminátora na asymetrickú, a keď sa zväčší zóna kladného alebo záporného znamienka diskriminačnej charakteristiky, zodpovedajúca jedno- šírka pásma obojstranného snímania pre počiatočné frekvenčné rozladenie zodpovedajúceho znaku sa zvyšuje. Spôsob zväčšovania šírky záchytného pásma systému fázovej slučky s uvedeným diskriminátorom sa vyznačuje tým, že sa určuje znamienko rozdielu medzi vstupnou a výstupnou osciláciou generovanou riadeným generátorom, generujú sa riadiace napätia majúce znak zodpovedajúci znaku fázového rozdielu, ktoré sú spojené do jedného signálu, ktorý riadi frekvenciu riadeného generátora. 2 n.p. f-ly, 7 chorých.

Fázová slučka umožňuje synchronizáciu zo zašumeného jednofázového zdroja signálu. Technický výsledok spočíva v zlepšení praktickej rýchlosti synchronizácie na jednu alebo dve periódy synchronizovaného frekvenčného signálu, filtrovanie rušenia vo generovaných signáloch synchronizovanej fázy a frekvencie. Systém obsahuje bloky fázovej filtrácie prvého rádu, pásmovú zádrž druhého rádu, filtrovanie nízkych frekvencií prvého rádu, integračný blok, multiplikačný blok, blok na výpočet koeficientov digitálnych filtrov, štvoricu -kvadrant arkustangens. Použitie diskrétnych metód na fyzickú realizáciu metódy so zapojením mikroprocesorových prostriedkov umožňuje porovnávanie a výpočet nelineárnych funkcií s prijateľnou presnosťou a výpočtovými zdrojmi. Filtre sú implementované s premenlivými koeficientmi, majú prvý a druhý rád. Vďaka relatívne nízkej citlivosti fázového filtra na zmeny frekvencie je možné rýchlo izolovať referenčnú fázu od pôvodného signálu. Použitie diskrétneho integrátora so spätnou väzbou na integračný koeficient umožňuje rýchly výstup synchronizovaného frekvenčného signálu do ustáleného stavu. Použitie diskrétneho filtra s premenlivými koeficientmi a zohľadnenie fázového prechodu cez hraničné hodnoty vám umožňuje efektívne filtrovať synchronizovanú fázu bez jej posunutia vzhľadom na fázu základnej harmonickej pôvodného signálu. Táto metóda umožňuje na svojom základe vybudovať riadiace systémy pre harmonické zložky v jednofázových a viacfázových sústavách a symetrické zložky vo viacfázových sústavách. Hlavnou aplikáciou tejto metódy pri riadení konvertorových zariadení je jej využitie aj pre rýchlu synchronizáciu v komunikáciách a iných aplikáciách s požiadavkami vysokej rýchlosti na naladenie na základnú frekvenciu a pridelenie referenčnej fázy. 1 chorý.

Vynález sa týka oblasti rádiového inžinierstva a môže byť použitý v organizačných komunikačných systémoch so zvýšeným počtom kanálov, ako aj v meracích zariadeniach, kde je potrebné frekvenčné ladenie s malým krokom. Vynález je založený na úlohe získať mikrovlnné oscilácie s malým frekvenčným mriežkovým krokom, nízkym fázovým šumom a krátkym časom ladenia frekvencie. Na tento účel sa v pásme ultrakrátkych vĺn volí frekvencia referenčného generátora, ktorý nastavuje porovnávaciu frekvenciu vo fázovom detektore nepriameho syntetizátora. V tomto prípade je frekvencia vysoko stabilného referenčného generátora predbežne posunutá o nejaké malé množstvo, čo nastavuje malý krok frekvenčnej siete. Na tento účel sa signál referenčného generátora privádza na RF vstup kvadratúrneho modulátora, modulovaný nízkofrekvenčnými kvadratúrnymi signálmi rovnakej frekvencie a amplitúdy, ale s fázovým posunom 90 °. Potom sa porovnávacia frekvencia líši od frekvencie referenčného oscilátora o hodnotu frekvencie týchto nízkofrekvenčných signálov. Frekvenčne transformovaný signál z výstupu kvadratúrneho modulátora sa privádza na prvý vstup frekvenčno-fázového detektora. Frekvencia napäťovo riadeného mikrovlnného generátora je rozdelená premenným pomerovým deličom a privádzaná na druhý vstup fázovo-frekvenčného detektora. Pomocou dolnopriepustného filtra sú produkty porovnávania striedavého prúdu potlačené a jednosmerný signál sa privádza na vstup napäťovo riadeného mikrovlnného generátora. Táto metóda umožňuje vytvárať mikrovlnné oscilácie s krokom niekoľkých kilohertzov, pričom sa nezvyšuje čas ladenia syntetizátora, bez zvýšenia úrovne fázového šumu a zachovania stability frekvencie syntetizátora, ktorá je určená stabilitou frekvencie. referenčného oscilátora, ktorý napríklad dosahuje 10-7-10-8.

Vynález sa týka elektroniky, najmä frekvenčných syntetizátorov založených na slučke fázového závesu (PLL). Technický výsledok spočíva v znížení úrovne fázového šumu a bočných diskrétnych zložiek v spektre výstupného signálu, čo následne zlepšuje kvalitu výstupného signálu pri zachovaní vysokého frekvenčného rozlíšenia a širokého pásma ladenia. Frekvenčný syntetizátor obsahuje sériovo zapojený frekvenčný multiplikátor vstupného signálu, delič s pevným deliacim pomerom, prvý mikroobvod pre priamu digitálnu syntézu, fázovo-frekvenčný detektor, prvý dolnopriepustný filter, napäťovo riadený generátor, zápornú spätnoväzbovú slučku vrátane zmiešavača zapojeného do série, pričom jeden zo vstupov je pripojený k výstupu napäťovo riadeného generátora a druhý vstup je pripojený k výstupu frekvenčného multiplikátora vstupného signálu, druhého dolnopriepustného filtra a druhého priameho mikroobvod digitálnej syntézy, ktorého výstup je pripojený na vstup fázovo-frekvenčného detektora, a riadiace zariadenie, ktorého výstupy sú pripojené na vstupy prvého a druhého čipu sú priamou digitálnou syntézou. Vynález poskytuje zníženie úrovne fázového šumu a diskrétnych zložiek v spektre výstupného signálu, čo následne zlepšuje kvalitu výstupného signálu pri zachovaní vysokého frekvenčného rozlíšenia a širokého pásma ladenia. 1 chorý.

Vynález sa týka rádiového inžinierstva. Technickým výsledkom vynálezu je zvýšenie rýchlosti a schopnosti pracovať s referenčným signálom ľubovoľného pracovného cyklu, ktorého perióda je násobkom taktovacej periódy, ako aj možnosť upravovať taktovaciu frekvenciu po okrajoch. prijatých údajov. Metóda úpravy frekvencie, pri ktorej sa po dobu pôsobenia impulzov na výstupoch fázového detektora (PD) generujú signály kladnej a zápornej polarity, ktoré sa potom sčítajú, filtrujú a prijímaný signál sa riadi frekvenciou generátora, impulzom čela na prvom výstupe pozdĺž čela referenčného signálu a jeho rezom - akýmkoľvek prepínaním opatrení. Ak sa predná časť referenčného signálu objaví neskôr ako predná časť hodinových cyklov, potom sa na druhom výstupe PD generuje signál aj s trvaním pauzy hodín. PD obsahuje tri 2-AND prvky, tri D-klopné obvody a logický obvod pre spojenie 3 signálov. 2 n. a 7 p.p. f-ly, 11 chorých.

Vynález sa týka radaru a sonaru. Technickým výsledkom je zabezpečenie potlačenia bočných lalokov pre kód P3 nepárnej dĺžky. Za týmto účelom zariadenie na potlačenie postranných lalokov pri pulznej kompresii polyfázových kódov P3 obsahuje upravený Woo filter pre kód P3 nepárnej dĺžky N zapojený na vstupe a digitálny korekčný generátor signálu zo sériovo zapojeného prevodníka kódov do komplexu konjugovaný kód a digitálny filter s konečnou impulznou odozvou FIR filtra rádu N + 1 s (N + 2) koeficientmi -1,1, 0, ... 0, -1,1, výstup sčítačky pripojenej na prvý vstup , oneskorovacia linka na dobu trvania jedného kódového prvku a dvojvstupový odčítač, kde výstup Woo filtra je pripojený na vstup oneskorovacej linky a na prvý vstup odčítača, výstup pripojený na druhý vstup sčítačka a druhý vstup odčítača je pripojený k výstupu oneskorovacej linky, prvý koeficient impulznej odozvy modifikovaného filtra Woo sa rovná 1 - exp (iπ / N), kde a (N + 2) -rozmerný vektor koeficientov filtra tvarovača digitálneho korekčného signálu sa rovná -1,1, 0,0, ... 0, -1,1. 2 chorý.

Navrhované zariadenia sa týkajú radarových a sonarových systémov s pulznou kompresiou viacfázových kódov. Technický výsledok spočíva v zlepšení kvality kompresie signálu, potlačení postranných lalokov vznikajúcich pri procese kompresie, čo zaisťuje zvýšenie počtu polyfázových kódov dĺžky N, pre všetky hodnoty časových posunov (vzorky), okrem dvoch ± N, v ktorom je relatívna úroveň bočných lalokov v rozsahu od -20 lgN -6 do -20 lgN -8 dB v dôsledku použitia symetricky skrátených kódov vytvorených postupným vymazaním rovnakého počtu prvého a posledného symbolu kódov väčšej dĺžky. V tomto prípade je šírka hlavného laloku na úrovni -6 dB rovná 2τ, na úrovni PSL leží v rozsahu 3 ÷ 4τ a strata signálu od šumu na výstupe zariadenie je -1,7 dB. Zariadenie na potlačenie postranných lalokov pri pulznej kompresii symetricky skrátených polyfázových kódov dĺžky N obsahuje prvý digitálny filter s FIR rádu N-1 zapojený na vstupe a generátor digitálneho korekčného signálu, pozostávajúci zo sériovo zapojeného kódu. prevodník na komplexný konjugovaný kód a druhý digitálny filter s konečnou impulznou odozvou rádovo N + 1, ktorého výstup je pripojený na prvý vstup sčítačky a výstup prvého digitálneho filtra na oneskorovacia linka počas trvania jedného kódového prvku a na prvý vstup odčítača, ktorého druhý vstup je pripojený k výstupu oneskorovacej linky a výstup je pripojený k druhému vstupu sčítačky. 3 n.p. cl, 4 dwg

Skupina vynálezov sa týka pamäťových zariadení a môže byť použitá na riadenie synchronizácie pre zápis do pamäťových zariadení v nekonzistentnej architektúre. Technickým výsledkom je kompenzácia zmien v oneskorení reálnej distribučnej siete hodín. Zariadenie obsahuje obvod prijímača a obvod generátora zvonenia. Obvody prijímača zahŕňajú dátovú cestu a hodinovú distribučnú sieť v nekonzistentnej konfigurácii. Kruhový oscilátorový obvod obsahuje repliku rozvodnej siete s hodinami, ktorá je prispôsobená skutočnej rozvodnej sieti s hodinami. 3 n. a 17 c.p. f-ly, 10 chorých.

Generátor časovej škály sa týka zariadení na synchronizáciu signálov vo frekvencii, fázovom posune a časovom meradle. Technickým výsledkom je zlepšenie presnosti synchronizácie časovej škály. Generátor časovej škály obsahuje: prijímaciu jednotku časovej škály, interný generátor kvantovej sekvencie, delič, prenosovú jednotku časovej škály, tvarovač ochranného intervalu, selektor času, jednotku oneskorovacej linky spínania, jednotku komparátora a rampové napätie. generátor. 5 dwg, 1 tbl

Vynález sa týka rádiového inžinierstva a môže byť použitý vo vysielacích a prijímacích zariadeniach v mikrovlnnom frekvenčnom rozsahu. Technickým výsledkom je zvýšenie stabilnej prevádzky pri ladení frekvencie vstupného mikrovlnného signálu. Mikrovlnný frekvenčný syntetizátor obsahuje napäťovo riadený mikrovlnný generátor, smerový väzobný člen, mikrovlnný mixér, zdroj vstupného mikrovlnného signálu, prvý frekvenčný delič s premenlivým deliacim pomerom, frekvenčný fázový detektor, druhý frekvenčný delič s variabilný deliaci faktor, zdroj referenčného signálu, dolnopriepustný filter, fázový komparátor, čakací multivibrátor, dve diódy a operačný zosilňovač. 4 chorý.

Pri vývoji a nastavovaní mikrovlnných zariadení majú rádioamatéri často ťažkosti spojené s nedostatkom meracích zariadení pre požadovaný frekvenčný rozsah. Navrhovaný frekvenčný syntetizátor môže byť vyrobený v amatérskom prostredí. Pracuje v rozsahu 1900 ... 2275 MHz. Hodnota frekvencie sa volí z niekoľkých možných pomocou prepínača.

Pri relatívne nízkych frekvenciách (do 100 ... 150 MHz) sa problém stabilizácie frekvencie generátora rieši použitím kremenných rezonátorov, pri vyšších frekvenciách (400 MHz) - použitím rezonátorov na povrchových akustických vlnách (rezonátory SAW), pri mikrovlnných frekvenciách sa používajú dielektrické rezonátory z kvalitnej keramiky a iné kvalitné rezonátory. Stabilizácia pomocou pasívnych komponentov má svoje výhody – jednoduchosť a relatívne nízke náklady na realizáciu. Jeho hlavnou nevýhodou je nemožnosť výraznej zmeny frekvencie generovaného signálu bez zmeny prvku nastavenia frekvencie.

Široko používané integrované frekvenčné syntetizátory umožňujú realizovať rýchle elektronické ladenie generátora (vrátane mikrovlnného) pri zachovaní vysokej frekvenčnej stability. Syntetizátory sú priameho a nepriameho typu.

Za výhody priamej syntézy sa považuje vysoká rýchlosť zmeny frekvencie a ladenie s malým krokom. Avšak kvôli prítomnosti veľkého počtu spektrálnych komponentov v syntetizovanom signáli, ktoré sú výsledkom mnohých nelineárnych transformácií, sa zariadenia na priamu syntézu v mikrovlnných zariadeniach používajú len zriedka.

Pre mikrovlnnú syntézu sa často používajú syntetizátory nepriameho typu s fázovo viazanou slučkou (PLL). Princíp činnosti PLL, ako aj spôsob výpočtu spätnoväzbového filtra boli široko a opakovane zvažované v literatúre, napríklad v. Existuje niekoľko freewarových programov, ktoré umožňujú vypočítať optimálne parametre pre filtre spätnej väzby, možno ich nájsť na internete na adrese alebo .

Integrované syntetizátory s PLL sú dvoch typov: programovateľné (hodnoty frekvencie sa nastavujú externými príkazmi) a neprogramovateľné (pevné multiplikačné a deliace faktory referenčnej frekvencie nemožno meniť).

Medzi nevýhody neprogramovateľných integrovaných syntetizátorov, napríklad MC12179, patrí nutnosť použiť kremenný rezonátor s presne špecifikovanou frekvenciou, čo nie je vždy možné. Programovateľné syntetizátory ako UMA1020M túto nevýhodu nemajú. V prítomnosti riadiaceho mikrokontroléra nie je technicky náročné naladiť takýto syntetizátor na danú frekvenciu. Mikrovlnné oscilátory s elektronickým frekvenčným ladením, potrebné pre spoločnú prácu s mikroobvodom syntetizátora, sú spotrebiteľovi k dispozícii vo forme funkčne kompletných modulov vyrobených hybridnou technológiou.

Schéma laboratórneho frekvenčného syntetizátora určeného na kontrolu a nastavenie ladenia zariadení v pásme 2 GHz je na obr. 1. Základom je mikroobvod UMA-1020M (DA3), technickú dokumentáciu nájdete na webovej stránke jeho výrobcu na .

Syntetizátor má tiež DA1 napäťovo riadený oscilátor (VCO), 10 MHz kryštálový oscilátor DA2 a mikrokontrolér DD1. Mikrovlnný signál z výstupu VCO sa privádza na výstup syntetizátora (konektor XW1) a na vstup hlavného programovateľného frekvenčného deliča mikroobvodu DA3. Signál vzorovej frekvencie z výstupu generátora DA2 je privádzaný do pomocného programovateľného frekvenčného deliča, ktorý je tiež súčasťou mikroobvodu DA3.

Pomery delenia frekvencií hlavným a pomocným deličom sú nastavené mikrokontrolérom DD1 (Z86E0208PSC) odoslaním príslušných príkazov cez trojvodičovú dátovú zbernicu (piny 11-13 DA3). Zdrojový kód ovládacieho programu je uvedený v tabuľke. 1. Vnútorná pamäť mikrokontrolér je dostatočný na uloženie údajov na siedmich rôznych frekvenciách. Jedna z hodnôt frekvencie alebo režim, v ktorom nie je na výstupe žiadny signál, sa volí pomocou prepojok S1-S3 podľa tabuľky. 2. Nastavený režim sa prejaví v momente zapnutia zariadenia, po ktorom žiadna manipulácia s vypínačmi neovplyvní jeho činnosť až do opätovného zapnutia. LED HL1 by mala zhasnúť 1 s po zapnutí napájania. O programovaní mikrokontrolérov Zilog si môžete prečítať v.

Syntetizátor je zostavený na doske s plošnými spojmi, vzhľad ktorý je znázornený na obr. 2. Použité odpory a kondenzátory na povrchovú montáž.

Literatúra

1. Starikov O. Metóda PLL a princípy syntézy vysokofrekvenčných signálov. - Chip News, 2001, č. 6.
2. VCO Designer's Handbook 2001. VCO / HB-01. - Mini-Circuits.
3. Glvdshtein M. A. Mikrokontroléry rodiny Z86 od spoločnosti Zilog. Sprievodca programátora. - M .: DODEKA, 1999, 96 s.

Mikroobvod UMA1020M obsahuje okrem mikrovlnného syntetizátora ešte jeden, pracujúci vo frekvenčnom rozsahu 20..300 MHz, 6n sa v popisovanom prevedení nepoužíva.