位相検出器位相検出器の方式 PDは入力信号の前にトリガーされます

図1に示す位相検出器の図である。 7.3は、2つの以前の方式のように、復調器の種類の図に帰属することはできません。この方式は2つの信号の位相差を検出するので、位相差があると、一定の補正措置を講じることができる（セクション4.6,6.6,6.7,15.2および15.3参照）。位相検出器も呼ばれる 位相差別器または 周波数比較器図1に示す位相検出器の図は、次の通りである。図7.3に示すFM信号の識別器（復調器）の図に近い。 7.5、そしてそれらの主な性能特性は実質的に同じです。したがって、このセクションに示す方式の解析は、図4に示す図に適用可能である。 7.5。復調システム（図7.5）では、インダクタンスL 4はL Bに関連付けられている。図1に示す図の場合のように、トランスL 4 L 5の二次巻線ではない。 7.3。

図。 7.3。位相検出器

図。 7.4。位相検出器のベクトル図

分析されるべき信号はLI入力巻線に適用され、それからなる二次巻線に変換される。 l 2 - l 3 . 二次巻線は、可変容量のコンデンサによって可変容量のキャパシタによって、変圧器の一次巻線L5に印加される制御（基準）信号の周波数に構成されている。 L 4で補強されています。

両方の信号が同一の周波数を有する場合、良好なバランスシステムでは、信号は同じダイオードに取り付けられている。この場合、ダイオードの電流は、図4に示す方向に発生する。 7.3矢印、直線状の信号を作成します。各ダイオードは、その結果、パルス電流がダイオードを通って流れる結果として、半周期で行われる。ただし、抵抗の電圧リップル Ri。 そして r 2 2とC 3からのコンデンサのフィルタリング効果が最小限に抑えられる Ri。 そして r 2 実質的に一定の電流。巻線L 2 - L 3の中央放電の使用と抵抗の平等 r 1 そして r 2 これらの出力抵抗の電圧降下は、符号によって等しく、反対です。したがって、信号の等しい周波数では、出力電圧はゼロです。

この計画の作業は、検討中の比較器における位相関係の分析から理解するのが最も簡単である。図5に示すベクトル図では、次のようになる。 7.4、 だが、電圧位相の比率は、入力発振回路が共振状態にあるときに、両方の入力信号の周波数の平等に示されている。この場合、誘導されたd。 Eインデックスは、要素（アクティブと反応性）の輪郭を流れる電流Iと位相が異なります。そのような状況は、共鳴中、輪郭の反応性容量性インピーダンスが誘導反応性輪郭抵抗の符号によって大きさおよび背面で等しいという事実によるものである。これらの抵抗は補償されているので、回路は耐耐性のみです。したがって、hの間。 D。回路に作用し、輪郭はありません。

基準信号の電圧 e L.± 二次巻線L 4上に。誘導されたEDに対して180°位相でシフトした。から、。 e ind。したがって、E L4を図4に示す。 7.4、そして法律によるベクトルの形で e inl。

コイルL4はシステムの入力および出力に関連付けられているので、各ダイオードは2つの信号に露光される。基準および入力。しかしながら、各ダイオードの全体の電圧は算術演算ではなく、信号の電圧のベクトル和である。これは電圧の低下があるという事実によって説明されています e L. 二次巻線の下半分には、この巻線の中点から数えられていますが、90°CO 1~巻線のこの部分を歩くと、同じ理由で電圧降下 e L. 2 二次巻線の上半分では、この巻線の平均点からも数えられ、ベクトルIから90°へのLa Inであるべきである。したがって、共振では、ダイオードD1上の電圧ΔDeはベクトル和E L 4に等しい。 e L. 2 、だがダイオードD 2等ベクトル和のED 2電圧 e L. 4 そして e L. 3 , ED XおよびED 2の電圧を図4に示す。 7.4、だが平行四辺形の対角線の形で。

入力信号がONの場合 l 1 基準信号とL5とは異なり、検討中の比較器内の信号の位相比が変更され、その結果、ダイオードの1つが他方よりも優れている。したがって、一方の出力抵抗の電圧降下は他の抵抗の電圧降下よりも大きくなり、電圧の合計降下がゼロになると、その値と極性はこれらの応力降下の差に依存する。

入力周波数が変化すると、発振回路（L2 - L3）C1が共振し、電流Iが二次側になるため、巻線はEDから位相が変化しない。から。 E HR。. これは、共振の上または下の周波数での発振回路が誘導性または容量性抵抗を有するという事実によって説明される。現在の遅れがE.Dの後ろに遅れている場合 e IND、ベクトル図は図4に示すビューを取ります。 7.4.6。しかし私やEの間 l 2 またはEの l 3 位相差は90°に等しく保持されます。その結果、ダイオードD1上の電圧が上昇し、ダイオードD2上では減少し、この場合ダイオードが不均一に行われ、コマレーナ出力に電圧が現れる。

他の方向の入力信号の周波数を変えると、増加Δd2と減少→D xが発生する。出力電圧が現れ、その極性は前の場合で発生した電圧の極性とは反対です。

位相検出器は、等しいまたは近い周波数の2つの信号の位相を比較する装置である。位相検出器は位相差に比例した電圧を形成する。

未知の振動段階を決定するためには、基準点が必要であり、それは座標の起源を決定するであろう。通常、基準点として、局所発生器（ヘテロダイン）によって生成された支持正弦波振動。同時に、フェーズリリースに三角形のアイデンティティを使用することが可能です。

受信信号の周波数の等価および式のヘテロダインは、形式に変換されます。

(2)

位相検出器の出力における受信信号の二重周波数（中間周波数の2倍）の電圧は、低周波フィルタによって容易に抑制され、将来の分析は考慮されていない。

(3)

小さい角度の正弦がコーナー自体の値に等しいことを考えると、信号のアナログ乗数の出力では受信信号位相に比例した電圧がある。言い換えれば、位相検出器として、発電機が受信信号の周波数に等しい周波数に接続されている入力の1つに実行することができる。

残念ながら、信号の出力における同じ電圧式から、出力電圧の入力信号の振幅と局所発生器の信号（ヘテロ水）の信号との依存性が見える。したがって、位相検出器で位相変調信号を検出する前に、入力電圧は振幅によって制限されなければなりません。

いくつかの位相検出器方式では、限界の結果として、または他のいくつかの理由（周波数シンセサイザ、クロック周波数乗算器）の結果として、論理レベルを有する信号が使用される。この場合、申し込むことができるように。

上述の原理に従って実施される位相検出器のブロック図を図1に示す。

図1.位相検出器の構造図

振幅リミッタの出力における電圧形式は、2つに等しいデューティを有する信号の矩形形式に近づいている。局所発電機（ヘテロ水）の出力における電圧（または電流）もまた長方形の形状を得ることを試みている。正および負の値の等間隔のヘテロダインの矩形信号をより正確に形成するために、2倍周波数発生器がしばしば使用される。次にバイナリ分割器（Tトリガ）で下げます。式（3）の結果として、次の形式に変換されます。

(4)

長方形の振動を使用する結果としての位相検出器の伝達特性の直線部分は範囲に拡大する。 AD9901位相検出器の伝達特性の一例を図2に示す。

図2. AD9901位相検出器の伝送特性

チップ内の線形法からの伝達特性のずれは、その有限速度によって引き起こされます。

最新のファイル更新日12/16/2017

文献：

「ラジオ受信機の設計」ED。 a.p. Sivers M.、 "高校" 1976 P.37 ... 110
「ラジオ受信機」ED。 Zhukovsky M. "SOV。ラジオ" 1989 P.8 ... 10
パルシコフV.V 「ラジオ受信機」 - M：ラジオと通信1984 P.12 ... 14

記事「Phase Detector（復調器）」と一緒に読む：

コースプロジェクト

「位相検出器の計算」

前書き

位相検知器の分類

位相探知器を構築するためのスキームの解析

2.1バランスフェーズ検出器

2.2論理ディスクリート要素の位相検出器

2.3シングルダイオード位相検出器

2.4スイッチング位相検出器

位相検出器の選択と正当化

結論

参考文献

前書き

位相操作を使用したラジアル電信接続（それはしばしば位相電信と呼ばれます）は、ノイズの耐性は周波数電信とより振幅の電信のノイズ耐性であるため、透視型の電信結合です。位相操作との通信の雑音耐性の分析は、周波数操作からの遷移が、FM信号の最も一般的な非コヒーレント受信との遷移は、3~4倍の送信機電力の増加と同等の位相に相当することを示している。この賞金は、FMと比較して受信機の帯域幅を2倍狭くし、位相選択性の外観が干渉の成分の追加の弱まりを与える可能性があるため、信号パルスと同相ではない。位相操作の適用により、周波数帯域を拡大することなく、1つの周波数で複数のバイナリメッセージを送信することができます。

信号素子の送信は、同じ周波数の発振位相を変えることによって最も単純な場合に実行される。位相操作で信号を受信するという一般的な原理は、局所ヘテロダインの発振段階を用いて、受信信号の位相の位相検出器で比較される。これらの振動の周波数と位相は、一方の基本信号の周波数と位相と正確に一致しなければなりません。フェーザ検出器の出力におけるヘテロダインと素線信号の振動の相の一致で、正極性パルスが得られる。異なるフェーズは、負の極性パルスが発行されます。

位相変調信号の受信機のブロック図を図4に示す。（1）

総受信機無線（ORT）は、受信信号の周波数の従来の選択機能、利得および変換を実行する。 AMおよびFM信号の受信機とは異なり、FN信号の受信機は、周波数精度の向上および位相特性のより高い線形性の要求を達成する。

電信パルスの増幅経路および形成はまた、無線電信信号の受信機に使用される通常のブロックとは異なるものではない。回路の主な特定の要素は、位相検出器および同期ヘテロダインであり、位相操作を有する無線信号の直接電流パルスへの変換の問題を解決し、その極性は基本信号の位相によって異なります。

位相電信法の実用的な実施における主な困難は、基準電圧を得ることであり、その周波数および位相は、一方の基本信号の周波数および位相と正確に一致することである。自律局所ヘテロダインを使用してタスクを解決する

その周波数の実質的に未実現可能な安定性が要求されるのは不可能です。さらに、そのようなヘテロダインは、通信チャネル内の周波数変化および信号位相を監視することができない。信号のスペクトル以降、それを基準電圧として使用するためのFMスペクトル振動からの選択も不可能である。

FMは周波数の成分を含まず、実際のスペクトルでは強く弱くなります。したがって、基準振動のヘテロダインが使用され、その位相は信号によって連続的に調整されるか、または受信信号からの非線形変換後に基準電圧が生成される。

現代のラジオ受信機は、個々の機能ノードのアナログおよびデジタルの実装を広く使用しています。

したがって、検出器を含めることで、デジタル回路を区別する必要があります。これは、アナログ検出の原理を繰り返すこと、または実際には広く使用されているアナログとは異なるアルゴリズムを実装することができます。

文献では、比較操作を実行し、同時に1種類の信号を別の種類に変換するデバイスの名称はありません。アプリケーションに応じて、概念が使用されています。ディスティロクスト、識別器、復調器、検出器。

位相検出器は、受信信号の周波数が変化したときに自動的に再構築することができるトラッキング狭帯域フィルタにおいて、周波数自動調整システムにおいて異なる位相測定装置において広く使用され、ならびに位相変調信号および段階的な信号を検出することができる。

位相検出器（PD）は装置であり、その出力はその入力に供給される振動の位相差によって決定される。位相検出器の出力電圧の瞬間値：

upd.fd \u003d ufd.maxf（）（1）

ここで、f（）は位相検出器の正規化された特性です。入力電圧の相違点。

位相検知器の分類

動作原理に関するさまざまな位相検出器スキームを2つの大きなグループに分けて、非線形ベクトルとパラメトリックです。位相検出器の分類は、ベクトル信号の出力電圧がベクトル合計の振幅と振動の差を比較することによって形成される位相検出器に関連するベクトル検出器に関連しているベクトル検出器に関する。（t）非線形要素を用い、その後得られたシグナルの検出。

このグループの検出器（弁別器）は高周波で使用されています。このタイプの最も一般的な弁別器はバランスのとれた環状です。二次振幅検出器を有する平衡位相検出器は、その後の高周波成分のフィルタリングによる入力振動の乗数に相当する。

パラメトリックの詳細は、信号位相の信号相が出力電圧への信号変換が可変パラメータを持つ線形回路を使用して実行される検出器です。線形回路のパラメータはスムーズに変更またはホッピングすることができます。パラメータ位相検出器はしばしば切り替えと呼ばれます。スイッチング位相検出器では、基準と呼ばれる振動の1つは電気回路のパラメータを周期的に変化させる。スイッチ（キー）としては、機械的な中断が使用されます。電子およびトランジスタ方式スイッチング位相検出器は通常、比較的低い周波数（最大数百キロヘルツ）で使用される。場合によっては、位相検出器の特別な特性が必要な場合、例えばデジタル周波数シンセサイザでは、パルス位相弁別器が使用される。

既に上述したように、位相検出器は、信号と基準振動との間の位相差に比例した電圧を作り出すことを意図した装置と呼ばれる。位相検出器の入口に電圧が作用している場合：U VH \u003d U B COS、保護電圧

e d \u003d pdに。

位相検出器の出力における電圧スペクトルでは、UHスペクトルにはない周波数成分があるので、位相検出器を実現するために一定のパラメータを有する線形方式を使用することは不可能である。単純なレイレスな非線形システムを使用して位相検出はできません。例えば、ダイオード検出器電流の定数成分は入力電圧の振幅に依存し、位相と周波数EGOに依存しない。したがって、位相検出器は、可変パラメータを有する線形システムに基づいて実行することができる。

位相検出器のブロック図を図（3）に示す。

この方式では、ヘテロ水蒸気の周波数（基準電圧）

基準電圧U 0の動作の下で、回路のアクティブパラメータは変化しているので、通常はクールなSである。

転送係数をdにした出力電圧：

図5によれば、位相検出器の入口における電圧e dは入力信号に依存する。依存関係E Dの形式は、U VX / U 0の比によって決まります。一般に、検出特性は余弦とは大きく異なる。

u w\u003e u 0であれば

したがって、入力信号の振幅が小さいと、1ストロークダイオード位相検出器を検出する特性は余弦形状を有する。もしあれば

この場合、検出特性はコサインとは非常に異なるサイクロイド図5である。

位相探知器を構築するためのスキームの解析

2.1バランスフェーズ検出器

平衡位相検出器は2つのダイオード紛争位相検出器であり、それぞれがその負荷に取り組んでいます。

その結果、位相検出器の各肩の入り口には、極性の電圧を作ります。。入力電圧は反対の極性のダイオードまで合計されます。したがって、URH電圧の位相はURHフェーズとは異なります。

基準電圧は同じ位相のダイオードに印加されます。

したがって、

リング位相検出器では、2つの平衡位相検出器が使用され、検出の対称性が向上し、検出係数が増大する。

肩とすべてのPDの検出の特徴

結論：1。バランス位相検出器は2つの1ストローク位相検出器の組み合わせであり、それぞれがその負荷を走行し、それらに互いに反対の電圧を作り出す。これらの応力の違いは、平衡位相検出器の入力における投影電圧を決定する。ダイオード上の入力信号の極性は逆であり、基準電圧は同じです。

2.より対称性と比較したバランス位相検出器の検出の特徴はゼロを通過する。

2.2論理ディスクリート要素の位相検出器

位相類似検出器のブロック図を図式（8）に示す。

形成装置は、アナログ高調波信号をパルス電圧に変換する。

そのような位相検出器の可能な回路実施を図（8）に示す。検出器には2つの入り口があります。第1の基準電圧（図9、図9）に示すように、最初はFM - 振動（図9、a）である。 UV 1およびUV 2（図11）として、ヒステリシスDA 1 IDA 2を有する比較器が使用される。 UV 1およびUV 2の出力における電圧図U 1およびU 2を図4に示す。（9、B、D）。電圧U 1およびU 2はチェーンに供給され、これは2つの論理素子を使用し、DD1.3およびDD1.4ではなく2つの論理素子を使用する。チェーンの出力における電圧Uは、応力U 1およびU 2の同時動作においてのみ生成される。チェーンの出力における電圧図と図（9、e）に示されている。ローパスフィルタは、電圧Eの定数成分を選択します。 π - Φ| /2π\u003d 0.5 U 0 | 1 - φ/π| （四） ;

（4）によると、電圧Eは位相φに直線的に依存する。 FD検出特性を図4に示す。（12）

図（10）の場合は、チェーンの代わりにチェーンを使用していない要素に基づいてチェーンを使用する場合、（11）、検出特性は、2倍の急勾配となり、入力と基準応力E d \u003d 0となる。

チェーンの出力における電圧Uは、同時に提示されている間または応力U 1およびU 2の非存在中には生じない。

結論：論理ディスクリート要素上のPDでは、FM - 発振はパルス電圧に変換され、そのウェルネスは入力信号の位相に依存する。パルスPDは積分実行で実現される。

2.3シングルダイオードPD

位相検出のために、入力信号と基準電圧はダイオードに印加されます。 FDの出口における電圧E Dは、U NXを仮定して得られた式によって決定される。<

この式によるダイオードPDの検出の特性は正弦波に近い。

このようなFDの動作原理は、パラメトリックチェーンとしてではなく、2つの高調波振動の合計の振幅検出を備えたシステムとして（U BXおよびU 0）を考慮することによって説明することができる。

入り口では、そのような血圧は全電圧に作用します。

+ U 0 \u003d U \u003d U \u003d U 0 \u003d U 0 COSΩ0 T。（五）;

これら2つの振動は同じ周波数ですが、異なる位相を持ちます。 2つの応力をベクトル加算した結果、同じ周波数の電圧が得られるが、別の位相が得られる。全体の変動の振幅：

2.4スイスペンズ検出器

そのような位相検出器は、差動入力を有するバランスのとれた複数の装置の形態で作られる。入力信号U1はトランジスタ基部T1に供給され、制御電圧信号U2はフィールドトランジスタT3のシャッタに直接供給される。後者は、ソース - ストック部位にゼロオフセットを有する電圧制御アッテネータとして機能する。 DC回路の貸借対照表のために、T 3上のダムに印加される制御電圧は、チェーン内の一定の変位の伝達に影響を与えることなく、フィールドトランジスタの抵抗のみを変化させる。検討された貸借対照表回路を使用する場合、米（14）は、ω2±ω1を除いて、周波数成分2およびすべての組み合わせ成分を大幅に弱めることが可能である。周波数ω1の成分はスペクトルから除外されない。ただし、条件ω1-ω2≦ω1を実行する際に、位相検出器の後にフィルタに抑えられるので、その効果はほとんど影響を与えない。シャッター - 経営系のプロットが耐電圧抵抗を有し、電圧振幅U 1がフィールドトランジスタのカットオフ電圧より著しく少ないことを認めるために、対称出力に対する位相検出器送信透過係数があることを示すことができることを示すことができる。次のように表されます。

ここで、S NACHはフィールドトランジスタT 3の初期急峻度（U z \u003d 0）である。

U ZIOTZ - コンパートメントの電圧T 3。

R nは回路の各肩部の負荷抵抗です。

U 2は、ゲート上の制御電圧の振幅である。

信号の周波数における回路の入力抵抗は、異なる抵抗R 1 R 2の加入によって決定され、順序がある。 .

状態U 2 \u003d 0.5U Zi.OTの下でのそのような位相検出器の最大可能な係数は、式によって決定される。

位相検出器の選択と理論的根拠

平衡PDを考えてください。そのような検出器は、2つの考えられる振幅検出器からなるが、負荷はそれぞれ抵抗器および凝縮器である。入力電圧の1つを使用して図に要約されています。

この電圧の成分が同じ振幅を有し、音声ダイオードに作用するように中点を有する変圧器と、変圧器を通る入力電圧は1相でダイオードに供給される。したがって、各ダイオードでは、周波数電流の2つの電圧の合計が短絡回路を表す。

結果の電圧の振幅は、ベクトル図を使用してグラフィカルに定義できます（16）。

ベクトル間の結果として生じる位相角φは、平等φ\u003dによって決定される。

数字を使用して、ダイオードに取り付けられた結果の電圧振幅の値を取得できます。

振幅検出器の透過係数がある電圧がある振幅検出器の負荷に電圧が検出されます。

結果の出力電圧位相検出器：

この式は、平衡位相検出器のパルス位相特性の式である。平衡位相検出器の特性は、そのインパルス位相特性の式を区別することができる。

式（）を単純化し、各用語を電源列で分解し、分解の最初のメンバーを制限することができます。

それは依然として式（10）によって決定される。入力電圧のうちの1つの振幅が他方の振幅よりもかなり大きい場合（例えば）特性式はさらに単純化されています：（12）。

(13);

パルス位相特性（9）の主な式は、入力信号の振幅に関して対称的である。スキームの観点では、この方式は入力信号のどちらを参照するかには無関係です。

バランスシート位相検出器の場合、その入力電圧は入力電圧の振幅の比に依存するという特性です。（危機を参照）

この図に示す振幅相特性は、異なる値Hについて式（11）で構成されている。縦軸後の縦横比。以下のグラフの分析は、以下の結論を可能にするであろう。特性は実質的に線形と見なされ、（10）による急峻さは以下のとおりです。

(15);

特性が余弦波に近づいている場合、検出器の急峻さは最大可能な値（13）に傾向がある。

一般化値y \u003d 2の制限値は、検出器の出力における最大電圧が最小のYZ入力電圧の2倍の値を超えることができないことを示している。電圧伝送係数の制限値はに等しくなります

不等式を実行するときは、最大値の値

この場合、出力電圧はほとんど最小の入力電圧からだけ依存します。したがって、1つの信号の振幅を変えると位相検出器が変化しないようにする必要がある場合は、最小の2つの入力応力の振幅を確保する必要がある。例えば、入力電圧の入力電圧を維持するために基準電圧の永久振幅（）を維持するためには、入力信号電圧（）の振幅の変動を常に実装する必要があります。

平衡位相検出器の入力抵抗のおおよその順序を推定しています。ダイオードの内部抵抗が負荷抵抗よりはるかに少ない場合、順次ダイオード検出器の十分に大きな入力電圧での入力抵抗はほぼ等しい。

その結果、トランスの二次巻線に再計算される第1の入力の側からの平衡位相検出器の入力抵抗は、図（15）を参照して、振幅ダイオード検出器の2つの入力抵抗の合計に等しくなる。は：

第2のエントリ側から、トランスの二次巻線に与えられた入力抵抗は、ダイオード検出器の2つの並列入力入力抵抗で折り畳まれます。

(17);

この方式の全ての入力電圧と抵抗を簡単にするために、変圧器の二次巻線によって行われたと見なされた。明らかに、これらの値は一次巻線、すなわち位相検出器の図の両方のエントリに直接変換することができる。

平衡位相検出器の負荷要素間のいくつかの比率を検討してください。既に述べたように、抵抗器Rのサイズは条件で選択されます。一方では、振幅検出器の理論から実行されるためには、永久的な荷重時間RCは必要になる必要があります。

(18);

検出器の入力電圧の測定頻度が最大である。一方、TO 出力電圧の形式は歪められておらず、したがって必要な速度を確実にするため、状態を実行する必要があります。

最後の不等式はω1\u003dω2のとき明らかにその意味を失う。この場合、制限時間の上限は、比較電圧の間で位相角ω0\u003dω1 - ω2を変化させる可能性のある最大速度を決定することである。

結論

位相検出器（特に周波数位相システムシステムにおける）の実用化により、フィルタリングのための非常に高い要件は、検出プロセス中に検出器の出力での組み合わせ周波数とは異なります。これらの側の組み合わせ部品は自動調整システムの動作に悪影響を及ぼすため、大きな誤差を引き起こす可能性があります。指定された組み合わせ構成要素をフィルタリングするための高い要件が提示されている場合、より複雑な（例えば、リング）位相検出器の使用に頼る。スイッ点位相検出器を用いて良好な結果を得ることができる。

利点：大きな直線性特性、U 0 \u003d U C / 2の場合、最大直線性領域特性がある。大きな急な特性はゼロを通過します。

不利な構成：より複雑な構造。

参考文献

1.ラジオ受信機の設計：a.pによって編集された大学のための教科書 Sievers - M。：ソビエトラジオ、1976年。

2.ラジオ受信機：大学のための教科書編集

n FOMINA - M。：ラジオとコミュニケーション、1996年。

3.ラジオ受信機：O.V。 Golovin - M。：高等学校、1997年

4.無線装置のブロック図の開発コース設計のためのトレーニングマニュアル。 Sidorov v. -M。：タイポグラフィ・ピーシー、1988年。

5. Gorshkov B.I. 無線電子機器の要素ディレクトリ。 M：「ラジオと通信」、1988 - 316 P。

6. Bobrov N.V. Maksimov G.V. Michurin v.n. 無線受信機の計算 M：1971年MIRIVDAT。

第7.4項において、間接周波数合成を有するデジタルシンセサイザが考慮された。その主要要素の1つは位相弁別器と呼ぶことができる。同様の装置は、として使用される周波数の任意のデジタル位相リフティングシステムにおいて使用されている。合成一定の周波数と周波数または位相を持つ振動 変調と復調 RF信号位相弁別器のパラメータは、最高の動作周波数またはPLGループの比較頻度、ならびにキャプチャストリップの幅およびPLGループの拘束帯域のような重要な指標を決定する。

デジタルプリアシステムでは、主に次の種類の位相差別器を使用しています。

・論理要素の位相検出器（FD）「除外または」。

・RSトリガまたはJKトリガーの位相検出器。

・デジタル周波数位相検出器（CFD）。

最初の2種類の検出器は、それらの出力上に、入力および参照信号の等しい周波数を有する位相シフトに比例し、その周波数が周波数の差に依存する一定の電圧があるという事実によって特徴付けられる。これらの周波数が等しくない場合、これらの信号の。この場合、特定の範囲内の一定範囲の採用業者に定数成分があってもよく、最後にPLGループを導き、入力信号の周波数を捉えるが、ビヨンの十分に大きな周波数乱れが実質的に高調波になる。そして周波数キャプチャはもはや不可能です。システムはシステムをキャプチャしていると同時に既にストリップを保持していることは明らかです。図7.7.1は、論理要素「除外または」PDを有するPHFシステムを有する周波数捕捉プロセスを示している。（コンピュータごとのPLGループの作業をシミュレートすることによって得られた時間からのFDの出力電圧の依存性）。この場合、HEUN周波数の初期障害は非常に大きいので、FDの出力電圧のビートは純粋に高調波であり、それらの定数成分はゼロ、すなわち PDは銃に嵌合効果がありません（図の左側）。外部の制御効果はガンに対して提供され、その周波数をFAPCループの周波数が可能な値にゆっくりとシフトさせる。同時に、FDの出力振動のビートの形状は高調波とは異なるため、ガン周波数の平均値（図の中央部分）に影響を与える定数成分が現れます。ある時点で、ガン周波数はパッチループのヒンジ（キャプチャ）に分類され、短い遷移プロセスの後、定電圧が確立され、基準振動の位相の比例差とPDに入るガンの振動パターンの右側）。

位相検出器とは異なり、周波数位相検出器では、出力に任意の周波数障害があり、ビートはありませんが、この解決を減らすために調整可能な発電機を調整する定電圧があります。したがって、CFDの出力電圧は、位相差（同期モード）、周波数差（同期がない場合）の変動としての関数である。このため、デジタル周波数位相検出器を含むFAPCシステムでは、キャプチャ帯域はホールドバンドに等しい。

イチジク。図7.7.2は、2つのDトリガに構築された最も単純なデジタルCFDの構造を示しています。それらの出力の状態は、以下のようにトランジスタキーVT1、VT2の動作を決定する。

Q1 \u003d 1、Q2 \u003d 1 - 「論理と」DD3要素はその出力論理1を露出させ、これは遅延装置を介してCLRトリガの入力に供給され、それらの出力を0に投げます。

Q1 \u003d 0、Q2 \u003d 0 - 両方のキーが開いている、FDM出口は3番目の状態にあります。

Q1 \u003d 1、Q2 \u003d 0 - キーVT1は閉じられ、VT2はCFD電圧の出現時に、電源電圧に近い、論理1に対応する。

Q1 \u003d 0、Q2 \u003d 1 - キーVT1が開いている、VT2はCFD電圧の出現時、ゼロに近い、これは論理0に対応する。

入口1の信号の周波数が入口2よりも高い場合の回路の振る舞いを考察し、図7.7.3A。図から、CFD出力のユニットが0より頻繁に見えることがわかります（同期の正面の前面によってトリガーされます）、ガン周波数はサポートジェネレータの周波数に上で締め付けられます（IT）。銃はVarcapを使用して作られていると仮定されています。周波数が等しくなるまで続き、それはガン周波数の捕捉につながります。初期状態では、ガン周波数がサポートジェネレータの周波数よりもかなり高い場合、0はCFDの出現時に0が優勢であり、FAPCループのキャプチャまで銃の周波数を下げます。

現代の妖精はICの形で利用可能であり、最新の通信規格の無線伝送装置の送信に使用できるようにすることができます。これにより、最大200MHzの周波数で動作できます。それらは、位相特性の中心にある位相によって鈍感域を排除するための手段を有する。現代のCHFDチップの例は、AD9901として機能し、その構造は図4に示されている。 7.7.4。それは基本的に上述したものとは異なる（図7.7.2）Dトリガー上の入力信号周波数除数の存在。それらは、「除外または」要素、その操作を改善するための長方形の振動で実行される位相差別器を提供し、また位相特性中心からそのエッジに鈍感域をシフトさせる。

このような緊急事態の特性の種類を図4に示す。鈍感率と非線形性のゾーンが検出器の動作周波数に応じて表示されている7.7.5。頻度は数百kHzの周波数では、この特性は360°全ての長さの直線部分を有することに留意されたい。

週末カスケードを構築する方法が異なる2つのタイプのCHFDがあります：電圧出力を備えたCHFD（図7.7.4）、および電流出力を備えたCFD。最後のオプションは、PRCループ方式の段落7.4に既に述べられているチャージ図または「チャージポンプ」（またはCP - チャージポンプ）と呼ばれることがよくあります。図4のトランジスタVT1、VT2の交換図7.7.2電流源には、図7に示すように、No。 7.7.6、我々は一般化されたCFDチャージポンプスキームを得る。

どのインパルス - 電流または電圧 - CFD方式を生成するか、出現に接続されたループフィルタの種類が遅らされます。したがって、PHFループ全体の特性は異なる。図1において、No。 7.7.7 CFD出力カスケードの存在の「現在」および「潜在的」バージョンのループフィルタのオプションが頻繁に発生します。インパルス干渉に対するループフィルタのフィルタ特性を向上させるために、銃制御入力にCFDの出現を貫通するために、追加のフィルタリングリンク（DFZ）が使用されることがあり、その要素はの下のパターンで強調表示される。点線パターン。ループフィルタとガン制御入力との間に含まれる動作アンプはバッファカスケードとして機能し、それはガンの航空機側の負荷を減少させる。オペアンプ自体は、最小入力電流（Picamos）と低レベルの自身のノイズを持つ必要があります。リコール（7.4段階および図7.4.3を参照）ループフィルタの要素（容器）またはヘッドの制御入り口から生じる漏れ電流は、比較の頻度を持つ望ましくない成分の浸透につながることを漏らします。ゴング振動のスペクトルにおけるその高調波

別々に、PLGループの作業については、完全積分リンクを含むループフィルタにロードされた「チャージポンプ」の電流出力を使用してCFDを使用する必要があります。第7.4項において、この場合、LEPGループは宣伝主義の財産を取得することがすでに述べられていた。定常的な同期モードの位相誤差は、サポートジェネレータの振動に対するHUNへの初期周波数基準には依存しないため、理想的な場合には常にゼロに努めます。これを図1に示す方式の例について説明しましょう。 7.7.6。

ラップループには、図7.7.3に示したものと同様の最も簡単な構造がある。これは私たちの推論のコミュニティを減らすことはありません。 1チャントの入口では、一定周波数w OD \u003d Pj OP（p \u003d d / dtは微分演算子である場合、J opはサポート演算のための直線的に増加するフルフェーズ）を有する支持発生器の振動がある。 2 CFDの入り口では、順番に、EPR（P）に応じた周波数を持つHUNの振動は、ループフィルタを介して伝送されるCFDの制御効果です。

w gun \u003d rj hung \u003d W gun sv。 - 2PS銃E UPR（P）、

j gungはゴングの振動のフルフェーズ、W銃St. - CFDからの制御露光なしのガン周波数の値（「フリー」）、銃 - 銃の静的変調特性の線形部分の急峻さ。

フェーズ変化に含まれる情報を強調表示する
位相検出器が使用される。位相補償のための位相検出器で
特別に生成された高調波基準振動は、信号の中心周波数と情報構成要素と等しい周波数で使用されます。
。この初期段階は、特定の用途において異なっていてもよい。位相検出器の検出器特性の種類は、多くのパラメータに依存する。信号と基準電圧の振幅、使用される非線形またはパラメトリック要素の特性、基準電圧と位相検出器方式を投与する方法。