Rentang mm synthesizer frekuensi UHF. Synthesizer laboratorium microwave. Skema, deskripsi. Komunikasi satelit dan seluler, infrastruktur data nirkabel: persyaratan untuk komponen

Pembuatan fasilitas komunikasi modern tidak mungkin dilakukan tanpa menggunakan synthesizer frekuensi berkualitas tinggi, yang sangat menentukan parameter teknis sistem radio. Artikel tersebut membahas synthesizer frekuensi broadband berkinerja tinggi, dan produksi perusahaan Maxim terintegrasi, yang memungkinkan Anda menghasilkan sinyal referensi dalam kisaran 0,25 ... 10 GHz. Biaya rendah dan kinerja kebisingan fase yang sangat baik membuatnya cocok untuk berbagai aplikasi, mulai dari sistem radio pribadi hingga instrumentasi berkualitas tinggi.

Umat ​​manusia semakin aktif menggunakan bagian frekuensi radio dari spektrum gelombang elektromagnetik, khususnya - kisaran gelombang ultra-pendek dengan frekuensi 0,30 ... 30 GHz. Jangkauan yang sangat luas ini saat ini sudah cukup padat dengan berbagai sistem komunikasi radio dengan saluran transmisi data digital, dan terjerat dalam infrastruktur jaringan skala lokal maupun global. Munculnya sistem dan standar baru untuk komunikasi nirkabel, komunikasi satelit dan sistem navigasi sejalan dengan kemajuan teknologi manufaktur semikonduktor dan mendorong kemajuan pesat dalam kemampuan komunikasi.

Komunikasi satelit dan seluler, infrastruktur data nirkabel: persyaratan untuk komponen

Salah satu tantangan desain mendasar untuk peralatan RF apa pun adalah memastikan akurasi dan stabilitas tinggi dari frekuensi pembawa, termasuk amplitudo dan fase. Masalah ini diselesaikan hari ini, sebagai suatu peraturan, dengan menggunakan synthesizer frekuensi khusus. Opsi umum dalam hal ini adalah chip synthesizer dengan loop fase-terkunci (PLL), yang menggunakan osilator kristal eksternal dari frekuensi referensi bersama dengan pembagi bawaan untuk referensi dan frekuensi keluaran yang dihasilkan, rangkaian perbandingan dalam bentuk diskriminator fase-frekuensi (detektor). Sinyal perbedaan dihasilkan oleh tahap keluaran terpisah (Pompa Pengisian Daya) dan diumpankan melalui filter (loop) eksternal ke osilator yang dikontrol tegangan (VCO), yang dapat berupa built-in atau eksternal.

Koefisien yang dapat diprogram untuk mode Integer-N dan Fractional-N, serta pemilihan frekuensi referensi yang sesuai, memberikan rentang frekuensi output yang diperluas dan memungkinkan Anda untuk memvariasikan parameter seperti proses sintesis frekuensi seperti kecepatan dan langkah peralihan frekuensi , tingkat kebisingan fase.

Synthesizer fraksional-N muncul sebagian besar sebagai solusi untuk masalah peningkatan kecepatan switching frekuensi, mengurangi kebisingan fase dekat frekuensi pembawa dan mengurangi tingkat komponen palsu dalam sistem komunikasi GSM dan GPRS.

Synthesizer MAX2870, MAX2871, MAX2880. Fitur, manfaat, rekomendasi penggunaan

Dalam rentang model komponen semikonduktor dari perusahaan Maxim Integrated saat ini ada tiga sirkuit mikro dari synthesizer frekuensi ultra-lebar dengan loop terkunci fase (PLL). Mereka semua menggunakan mekanisme sintesis berdasarkan PLL yang berosilasi sendiri. Frekuensi output dikendalikan oleh VCO dan distabilkan oleh osilator referensi frekuensi rendah.

Tabel 1. Synthesizer frekuensi Terintegrasi Maxim dengan PLL

Nama Mode
perpaduan		 Tegangan suplai, V Rentang frekuensi, MHz Keluar. daya, dBm Beda keluar Tingkat kebisingan, dBc / Hz Ketidakstabilan lih. persegi Kasus / Prospek Suhu kerja, ° C
min. Maks.
MAX2870 Pecahan / Integer 3,0…3,6 23,5 6000 -4…5 2 -226,4 0,25 TQFN / 32 -40…85
MAX2871 Pecahan / Integer 3,0…3,6 23,5 6000 -4…5 2 -229 0,2 TQFN / 32 -40…85
MAX2880 Pecahan / Integer 2,8…3,6 250 12400 Tidak Tidak -229 0,14 TQFN / 20 TSSOP / 16 -40…85

Aplikasi untuk synthesizer frekuensi Maxim Integrated termasuk peralatan telekomunikasi, peralatan komunikasi nirkabel, sistem pengukuran, generator jam di perangkat RF dan konverter analog-ke-digital.

Synthesizer MAX2870

Ultra-wideband, phase-locked MAX2870 dengan VCO terintegrasi mampu melakukan mode sintesis bilangan bulat dan fraksional. Dikombinasikan dengan generator referensi eksternal dan filter eksternal MAX2870 memungkinkan untuk membuat sirkuit dengan kebisingan rendah yang sangat efisien di kisaran 23,5 MHz ... 6 GHz.

Pembangkit frekuensi dalam rentang yang diperluas disediakan oleh beberapa VCO terintegrasi dan pembagi keluaran dengan rasio 1 ... 28. Ada dua output diferensial independen yang dapat diatur perangkat lunak yang dapat memberikan daya output -4 ... 5 dBm. Kedua output dapat dinonaktifkan oleh perangkat lunak atau perangkat keras.

MAX2870 dikendalikan melalui antarmuka serial 3-kawat. Sirkuit mikro tersedia dalam paket QFN 32-pin mini. Ia mampu beroperasi dalam kisaran suhu -40 ... 85 ° C.

Diagram fungsional MAX2870 ditunjukkan pada Gambar 1. Elemen utama perangkat adalah blok SPI AND REGISTERS, beberapa penghitung dan pembagi, beberapa VCO dan multiplekser. Empat sinyal keluaran (RFOUTx_x) diambil melalui sakelar dari dua penguat diferensial. Ada blok CHARGE PUMP dan input TUNE untuk menyetel frekuensi yang disintesis.

Untuk mengontrol MAX 2870, ada lima register 32-bit untuk menulis data, dan satu register untuk membaca. 29 bit paling signifikan (MSB) adalah untuk data, dan 3 bit paling signifikan (LSB) menentukan alamat register. Data dalam register dimuat melalui antarmuka SPI serial, 29 bit MSB ditransmisikan terlebih dahulu. Register yang dapat diprogram memiliki alamat 0x05, 0x04, 0x03, 0x02, 0x01 dan 0x00.

Gambar 2 adalah diagram waktu proses penulisan SPI. Setelah power-up, semua register harus diprogram dua kali dengan jeda minimal 20 ms antara menulis. Entri pertama memungkinkan Anda untuk memastikan bahwa perangkat dihidupkan, dan yang kedua memulai VCO.

MAX2870 dapat masuk ke mode hibernasi dengan menyetel SHDN = 1 (register 2, bit 5) atau dengan menyetel pin CE rendah. Setelah keluar dari mode hibernasi, dibutuhkan setidaknya 20 ms untuk kapasitor eksternal untuk mengisi sebelum memprogram frekuensi VCO.

Frekuensi referensi input melewati input RF_IN ke buffer pembalik dan kemudian melalui pengali x2 opsional dan multiplekser ke pembagi R COUNTER, kemudian melalui pembagi opsional dan multiplekser mencapai detektor fase dan multiplekser output.

Saat pengali x2 diaktifkan (DBR = 1), frekuensi referensi maksimum dibatasi hingga 100 MHz. Saat pengali dinonaktifkan, frekuensi input referensi dibatasi hingga 200 MHz. Frekuensi referensi minimum adalah 10 MHz. Rasio pembagian minimum R adalah 1 dan maksimum adalah 1023.

Frekuensi detektor fasa ditentukan sebagai berikut:

di mana fREF adalah frekuensi sinyal referensi input. DBR (register 2, bit 25) menyetel mode penggandaan frekuensi input fREF. RDIV2 (register 2, bit 24) mengatur mode pembagian fREF ke 2. R (register 2, bit 23:14) mewakili nilai penghitung 10-bit yang dapat diprogram (1 hingga 1023). Nilai fPFD maksimum adalah 50 MHz untuk mode Frac-N dan 105 MHz untuk mode Int-N. Pembagi R dapat dihapus ketika RST (register 2, bit 3) adalah 1.

Nilai frekuensi VCO (fVCO), N, F dan M dapat ditentukan berdasarkan frekuensi keluaran saluran A yang diinginkan (fRFOUTA) sebagai berikut. DIVA pembagi dapat diatur berdasarkan nilai fRFOUTA dari tabel nilai DIVA (register 4, bit 22 ... 20).

Jika FB = 1, (DIVA dikeluarkan dari umpan balik PLL):

Jika FB = 0, (DIVA dalam umpan balik PLL) dan DIVA 16:

Jika FB = 0, (DIVA dalam umpan balik PLL) dan DIVA > 16:

Di sini N adalah nilai pencacah 16-bit N (16 ... 65535) yang diprogram melalui register 0, bit 30 ... 15. M - nilai modulus fraksional (2 ... 4095), diprogram melalui bit 14 ... 3 register 1. F - nilai pembagian fraksional, diprogram melalui bit 14 ... 3 register 0.

Dalam mode pecahan (Frac-N), minimum N adalah 19 dan maksimum adalah 4091. Penghitung N direset ketika RST adalah 1 (register 2, bit 3). DIVA - mengatur pembagian output RF (0 ... 7), diprogram melalui bit 22 ... 20 register 4. Faktor pembagian diatur sebagai 2DIVA.

Frekuensi keluaran saluran B (fRFOUTB) ditentukan sebagai berikut:

Jika BDIV = 0 (register 4, bit 9),

Jika BDIV = 1,

Mode Int-N / Frac-N

Mode pembagian bilangan bulat (Int-N) dipilih dengan menyetel bit INT = 1 (register 0, bit 31). Saat beroperasi dalam mode ini, bit LDF (register 2, bit 8) juga harus diatur untuk mengaktifkan fungsi penentuan waktu (kunci frekuensi) dalam mode Integer-N.

Mode pembagian pecahan (Frac-N) dipilih dengan mengatur bit INT = 0 (register 0, bit 31). Selain itu, atur bit LDF = 0 (register 2, bit 8) untuk mode pengaturan waktu Frac-N.

Jika perangkat tetap dalam mode Frac-N dengan pembagian pecahan F = 0, derau impuls yang tidak diinginkan dapat terjadi. Untuk menghindari hal ini, auto-switch ke mode Integer-N dapat diaktifkan ketika F = 0 dengan mengatur bit F01 = 1 (register 5, bit 24).

Detektor fase dan pembangkit tegangan kontrol (Pompa Pengisian Daya)

Arus pengisian yang dihasilkan oleh Pompa Pengisian untuk kapasitor eksternal ditentukan oleh nilai resistor yang terhubung antara pin RSET dan kabel umum, dan nilai bit CP (register 2, bit 12 ... 9) sebagai berikut :

Untuk meningkatkan stabilitas dalam mode Frac-N, setel linearitas CPL bit = 1 (register 1, bit 30, 29). Untuk mode Int-N, setel CPL = 0. Untuk mengurangi noise pada mode Int-N, setel CPOC bit = 1 (register 1, bit 31) untuk mencegah kebocoran arus ke loop filter. Untuk mode Frac-N, setel CPOC = 0.

Output CP_OUT dapat diatur ke status impedansi tinggi ketika TRI = 1 (register 2, bit 4). Ketika TRI = 0, output ini dalam keadaan normal. Polaritas sinyal detektor fasa dapat dibalik untuk filter loop pembalik aktif. Untuk filter non-pembalik, setel PDP = 1 (register 2, bit 6). Untuk filter pembalik set PDP = 0.

Keluaran MUX_OUT dan LD (Deteksi Kunci)

MUX_OUT adalah keluaran uji multiguna untuk memantau berbagai operasi MAX2870 internal. MUX_OUT juga dapat dikonfigurasi untuk keluaran data serial. Bit MUX (register 2, bit 28 ... 26) memungkinkan Anda untuk memilih jenis sinyal pada MUX_OUT.

Sinyal deteksi kunci dapat dipantau melalui output LD dengan mengatur bit LD (register 5, bit 23 ... 22). Untuk deteksi waktu digital, setel LD = 01. Deteksi waktu digital tergantung pada mode sintesis. Dalam mode Frac-N, atur LDF = 0, dan dalam mode Int-N, atur LDF = 1. Anda juga dapat mengatur akurasi waktu digital menurut tabel.

Deteksi waktu analog dapat digunakan dengan LD = 10. Dalam mode ini, LD menggunakan keluaran kolektor terbuka yang memerlukan resistor pull-up eksternal.

Keakuratan output penentuan waktu tergantung pada banyak faktor. Keluaran mungkin tidak valid selama proses pemilihan otomatis VCO. Pada akhir proses ini, output masih tidak dapat diandalkan sampai tegangan tuning ditetapkan. Waktu penyelesaian VTUNE tergantung pada bandwidth filter loop dan dapat dihitung menggunakan perangkat lunak EE-Simulation.

Mode Kunci Cepat

MAX2870 memiliki mode Fast-Lock. Dalam mode ini CP = 0000 (register 2, bit 12 ... 9), dan pembagi dua resistor dengan rasio 1/3 nilai nominal terhubung ke output SW. Sebuah resistor yang lebih besar dihubungkan antara output dan terminal daya umum, dan resistor yang lebih kecil dihubungkan antara terminal SW dan kapasitor filter. Ketika CDM = 01 (register 3, bit 16 ... 15), sinkronisasi cepat dimulai setelah proses VCO autoselect (VAS) selesai.

Selama sinkronisasi yang dipercepat, arus pengisian dari Pompa Pengisian meningkat ke nilai yang ditentukan oleh CP = 1111, dan rasio antara resistor shunting filter loop menjadi 1/4 karena keadaan impedansi tinggi dari output SW. Fast-Lock dinonaktifkan pada akhir batas waktu yang ditentukan pengguna. batas waktu ini adalah:

Di sini M adalah faktor yang dapat disesuaikan dan CDIV adalah pengaturan pembagi. Perancang harus menentukan pengaturan CDIV berdasarkan konstanta waktu filter umpan balik.

RFOUTA ± dan RFOUTB ± output

IC memiliki dua keluaran RF diferensial kolektor terbuka yang memerlukan resistor 50 ohm eksternal untuk dihubungkan ke masing-masing keluaran.

Setiap output dapat diaktifkan dan dinonaktifkan secara independen dengan mengatur bit RFA_EN (register 4, bit 5) dan RFB_EN (register 4, bit 8). Kedua output juga dapat dipantau melalui pin RFOUT_EN.

Output daya dari setiap output dapat dikonfigurasi secara individual melalui APWR (register 4, bit 4, 3) untuk RFOUTA dan BPWR (register 4, bit 7 ... 6) untuk RFOUTB. Dimungkinkan untuk menyesuaikan kekuatan output diferensial dalam kisaran -4 ... 5 dBm, dengan langkah 3 dB saat beroperasi pada beban 50 Ohm. Penyetelan juga dimungkinkan dalam rentang yang sama untuk output ujung tunggal dengan suplai melalui choke RF. Elemen pemuatan yang berbeda diperlukan untuk tingkat output yang optimal di seluruh rentang frekuensi. Jika output yang digunakan tidak seimbang, output yang tidak digunakan harus dihubungkan ke beban yang sesuai (Tabel 2).

Tabel 2. Tujuan terminal MAX2870

Keluaran Nama Fungsi
1 CLK Jalur sinkronisasi (masukan)
2 DATA Data seri (masukan)
3 LE
4 CE Pilihan Chip - Rendah
5 SW Pergantian cepat. Menghubungkan filter umpan balik dalam mode PLL
6 VCC_CP
7 CP_OUT Mengisi keluaran pompa
8 GND_CP Kesimpulan umum untuk generator pompa muatan
9 GND_PLL Keluaran PLL umum
10 VCC_PLL catu daya PLL
11 GND_RF Output umum dari sirkuit RF. Terhubung ke bus darat papan utama
12 RFOUTA_P Keluaran RF positif kolektor terbuka A. Terhubung ke catu daya melalui RF choke atau beban 50 ohm
13 RFOUTA_N Keluaran RF negatif kolektor terbuka A. Terhubung ke catu daya melalui RF choke atau beban 50 ohm
14 RFOUTB_P Keluaran RF positif kolektor terbuka B. Terhubung ke catu daya melalui RF choke atau beban 50 ohm
15 RFOUTB_N Keluaran RF negatif kolektor terbuka B. Terhubung ke catu daya melalui RF choke atau beban 50 ohm
16 VCC_RF
17 VCC_VCO catu daya VCO
18 GND_VCO Kesimpulan umum dari VCO. Terhubung ke bus umum papan utama
19 KEBISINGAN_FILT Pin decoupling kebisingan dari VCO. Menghubungkan melalui 1 F ke ground bus papan utama
20 LAGU masukan kontrol VCO. Terhubung ke filter eksternal
21 GND_TUNE Output umum dari input kontrol VCO. Terhubung ke bus darat papan utama
22 RSET Isi daya input pompa input pengaturan rentang saat ini
23 BIAS_FILT Pemisahan kebisingan VCO. Terhubung melalui 1 F ke pin umum
24 REG Koreksi tegangan referensi. Terhubung melalui 1 F ke pin umum
25 LD Keluaran mode sinkronisasi. Tingkat tinggi dalam mode sinkronisasi, tingkat rendah - jika tidak ada sinkronisasi.
26 RFOUT_EN Menghidupkan keluaran RF. Output RF dinonaktifkan saat rendah
27 GND_DIG Pin umum untuk sirkuit digital. Terhubung ke bus darat papan utama
28 VCC_DIG Catu daya untuk sirkuit digital
29 REF_IN Masukan referensi frekuensi
30 MUX_OUT Keluaran multiplekser dan keluaran data serial
31 GND_SD
32 VCC_SD
– EP Daerah pembuangan panas. Terhubung ke bus daya umum papan utama

VCO

Sirkuit mikro berisi empat unit VCO 16-band terpisah, yang menyediakan cakupan terus menerus dari rentang frekuensi 3 ... 6 GHz. Agar VCO bekerja, output dari filter umpan balik eksternal harus terhubung ke input TUNE, yang mengontrol operasi VCO. Tegangan kontrol datang melalui filter dari output CP_OUT (Gambar 3).

MAX2870 berisi ADC 3-bit untuk membaca rentang pengaturan tegangan VCO. Nilai ADC dapat dibaca dari register 6, bit 22 ... 20.

Ingat bahwa sinyal deteksi kunci mungkin muncul jika tegangan penyetelan VCO berada di luar kisaran yang sesuai.

VCO otomatis

Mode autoselect VCO (VAS) diaktifkan ketika VAS_SHDN = 0 bit (register 3, bit 25) diatur. Jika VAS_SHDN = 1, maka VCO dapat diatur secara manual melalui bit VCO (register 3, bit 31 ... 26). Bit RETUNE (register 3, bit 24) digunakan untuk mengaktifkan/menonaktifkan fungsi autoselect VCO. Jika RETUNE = 1 dan ADC mendeteksi bahwa tegangan penyetelan VTUNE antara 000 dan 111, fungsi VAS memulai penyetelan otomatis. Jika RETUNE = 0, fungsi ini dinonaktifkan.

Frekuensi sinkronisasi fBS harus 50 kHz. Ini diatur oleh bit BS (register 4, 19 ... 12). Nilai BS yang dibutuhkan dihitung dengan rumus:

Dimana fPFD adalah frekuensi detektor fasa. Nilai BS harus dibulatkan ke bilangan bulat terdekat. Jika nilai BS yang dihitung di atas 1023, maka BS = 1023. Jika fPFD di bawah 50 kHz, maka BS = 1. Waktu yang diperlukan untuk memilih VCO dengan benar adalah 10 / fBS.

Penyesuaian fase

Setelah frekuensi yang disetel ditetapkan, fase keluaran RF dapat diubah secara terpisah dalam langkah P / M × 360 °. Fase tidak dapat ditentukan secara mutlak, tetapi dapat diubah relatif terhadap nilai saat ini.

Untuk mengubah fase, lakukan hal berikut:

  • atur frekuensi yang disetel pada output;
  • atur kenaikan fase relatif terhadap nilai saat ini P = M × (perubahan fase) / 360 °;
  • aktifkan perubahan fasa dengan menyetel CDM = 10;
  • reset CDM dengan mengaturnya ke 0.

Synthesizer MAX2871

Pita lebar ultra MAX2871 dengan PLL dan VCO terintegrasi, ia dapat beroperasi dalam mode sintesis frekuensi bilangan bulat dan pecahan. Dikombinasikan dengan generator referensi eksternal dan filter loop, MAX2871 dapat digunakan dalam aplikasi berkinerja tinggi dan kebisingan rendah yang beroperasi di kisaran 0,235 ... 6 GHz. MAX2871 juga mencakup empat VCO terintegrasi dan dua output diferensial dengan kontrol tingkat daya perangkat lunak -4 ... 5 dBm. Kedua output dapat dinonaktifkan oleh perangkat lunak atau perangkat keras.

Sirkuit mikro tersedia dalam paket QFN 32-pin mini. Ini benar-benar dapat dipertukarkan dengan MAX2870. MAX2871 beroperasi pada rentang suhu -40 ... 85 ° C. Diagram blok fungsional MAX2871 sama dengan MAX2870 (Gambar 1). Namun, MAX2871 memiliki fungsionalitas canggih yang berbeda tingkat yang dikurangi kebisingan dan termasuk sensor suhu built-in dengan ADC 7-bit dengan akurasi ± 3 ° C.

Pengaturan tegangan VCO

Berbeda dengan ADC 3-bit pada MAX2870, MAX2871 menggunakan ADC 7-bit untuk membaca tegangan VCO dan dapat dibaca melalui register 6, bit 22 ... 16. Untuk mendigitalkan tegangan, Anda perlu melakukan hal berikut:

  • atur bit CDIV (register 3, bit 14 ... 3) = fPFD / 100 kHz untuk memilih frekuensi clock untuk ADC;
  • atur bit ADCM (register 5, bit 5 ... 3) = 100 agar ADC dapat membaca tegangan pada pin TUNE;
  • set ADCS (register 5, bit 6) = 1 untuk memulai proses konversi ADC;
  • tunggu 100 s hingga proses selesai;
  • membaca nilai register 6. Nilai ADC terletak di bit 22 ... 16;
  • hapus bit ADCM = 0 dan ADCS = 0.

Tegangan pada pin TUNE dapat dihitung sebagai berikut:

VCO otomatis

Opsi tambahan tersedia untuk MAX2871 selama pemilihan VCO yang akan digunakan. Bit VAS_TEMP (register 3, bit 24) dapat digunakan untuk memilih VCO yang optimal sesuai dengan suhu sekitar untuk memastikan stabilitas sinkronisasi dalam kisaran -40 ... 85 ° C. Selama pemilihan VCO, bit RFA_EN (register 4, bit 5) dan RFB_EN (register 4, bit 8) harus diset ke 0, dan bit 30, 29 dari register 5 harus diset ke 11. Setting VAS_TEMP = 1 akan menambah waktu diperlukan untuk mengatur frekuensi referensi sekitar 10 / fBS hingga 100 ms.

sensor temperatur

Untuk menghitung suhu kristal, MAX2871 memiliki sensor suhu built-in dengan ADC 7-bit, yang statusnya dibaca melalui register 6. Dalam hal ini, Anda perlu melakukan urutan langkah yang hampir sama seperti saat mengatur tegangan VCO. Pengecualian adalah poin kedua:

  • atur bit ADCM (register 5, bit 5 ... 3) = 001 untuk mengaktifkan ADC membaca suhu.

Suhu perkiraan dapat diperoleh sebagai berikut:

Rumus ini paling akurat ketika VCO diaktifkan dan pada output daya penuh pada RFOUTA.

RFOUTA ± dan RFOUTB ± output

Dimana CDIV (register 3, bit 14 ... 3) adalah nilai pembagi 12-bit, M (register 1, bit 14 ... 3) adalah faktor variabel untuk konverter fraksional N, dan fPFD adalah frekuensi detektor fasa .

Gangguan Pelacakan PLL

Untuk memastikan stabilitas sinkronisasi frekuensi yang disetel, selain metode Fast-Lock, MAX2871 memiliki pengurangan Cycle Slip, yang diizinkan dengan menyetel bit CSM (register 3, bit 18) ke 1. Mode ini memberikan nilai minimum arus pemompaan muatan kontrol pada keluaran blok CP.

Dibandingkan dengan MAX2870, MAX2871 juga memiliki kemampuan yang ditingkatkan untuk menyesuaikan fase sinyal frekuensi keluaran.

Synthesizer MAX2880

Model terakhir dalam rangkaian synthesizer Maxim Integrated adalah MAX2880 dengan sistem PLL yang menggunakan VCO eksternal dan mampu beroperasi pada rentang frekuensi yang lebih luas lagi. Bersama dengan osilator referensi eksternal, VCO, dan filter, MAX2880 menghasilkan frekuensi RF noise rendah pada output dalam kisaran 0,25 ... 12,4 GHz. MAX2880 menggunakan sensor suhu bawaan. Ini tersedia dalam dua versi: paket TQFN 20-lead dan paket TSSOP 16-lead, yang mampu beroperasi dalam rentang suhu operasi yang diperpanjang -40 ... 85 ° C.

Diagram blok MAX2880 ditunjukkan pada Gambar 4. Prinsip operasi dan sejumlah komponen serupa dengan yang digunakan pada MAX2870 dan MAX2871. MAX2880 mencakup detektor fase kebisingan rendah (PFD) presisi tinggi dan pompa pengisian kapasitor filter loop presisi, pembagi referensi 10-bit yang dapat diprogram, pembagi Integer N 16-bit, dan konverter pecahan rasio variabel 12-bit.

Antarmuka kontrol 3-kawat dengan lima register untuk menulis dan satu untuk membaca mirip dengan yang dipertimbangkan sebelumnya, yang memiliki saluran untuk membagi frekuensi referensi dari input REF. Tetapi pada saat yang sama, MAX2880 tidak memiliki unit VCO built-in, tetapi VCO eksternal yang dikendalikan dari output CP digunakan. Anda dapat menempatkan MAX2880 dalam mode daya rendah dengan mengatur SHDN = 1 (register 3, bit 5) atau, seperti synthesizer MAX lainnya, rendah pada pin CE.

Frekuensi detektor fasa MAX2880 ditentukan oleh rumus berikut:

Di sini fREF adalah frekuensi referensi input. DBR (register 2, bit 20) menyetel mode penggandaan frekuensi input fREF. RDIV2 (register 2, bit 21) menyetel mode pembagian fREF ke 2. R (register 2, bit 19 ... 15) adalah nilai pembagi referensi yang dapat diprogram 5-bit (1 ... 31). FPFD maksimum adalah 105 MHz untuk Fractional-N dan 140 MHz untuk Integer-N. Pembagi R dihapus ketika RST (register 3, bit 3) = 1.

Frekuensi VCO eksternal ditentukan dengan rumus:

Dimana N adalah nilai dari pembagi 16-bit N (16 ... 65535) yang diprogram melalui bit 30 ... 27 (MSB) dari register 1 dan bit 26 ... 15 dari register 0 (LSB). M - nilai koefisien pecahan (2 ... 4095), diprogram melalui bit 14 ... 3 register 2. F - nilai pembagian pecahan, diprogram melalui bit 14 ... 3 register 0. Dalam mode Fractional-N, nilai minimum N adalah 19, dan maksimumnya adalah 4091 Pembagi N dihapus ketika RST = 1 (register 3, bit 3). PRE - Input kontrol prescaler, di mana 0 berarti pembagian dengan 1 dan 1 berarti pembagian dengan 2 (register 1, bit 25). Jika frekuensi input lebih tinggi dari 6,2 GHz, maka PRE = 1.

masukan RF

Input RF diferensial (Tabel 3) terhubung ke buffer input impedansi tinggi yang mengontrol demultiplexer untuk memilih salah satu dari dua rentang frekuensi 0.25 ... 6.2 GHz atau 6.2 ... 12.4 GHz. Untuk beroperasi di kisaran atas, prescaler dengan 2 digunakan, dipilih dengan menyetel PRE bit = 1. Saat beroperasi dalam versi saluran tunggal, input RF yang tidak digunakan dihubungkan ke output umum melalui kapasitor 100 pF.

Varian yang mungkin dari rangkaian switching MAX2880 ditunjukkan pada Gambar 5.

Tabel 3. Penetapan pin MAX2880

Keluaran Nama Fungsi
1 GND_CP Kesimpulan umum untuk generator pompa muatan. Terhubung ke bus umum papan utama
2 GND_SD Kesimpulan umum untuk modulator sigma-delta. Terhubung ke bus umum papan utama
3 GND_PLL Kesimpulan umum dari PLL. Terhubung ke bus umum papan utama
4 RFINP RF input positif untuk prescaler. Jika tidak digunakan, dihubungkan melalui kapasitor ke terminal umum
5 RFINN Masukan RF negatif untuk prescaler. Terhubung ke output VCO melalui kapasitor
6 VCC_PPL catu daya PLL
7 VCC_REF Catu daya saluran REF
8 REF Masukan referensi frekuensi
9,1 GND Terhubung ke terminal umum catu daya di papan
11 CE Pemilihan chip. Level logika rendah pada pin ini mematikan daya perangkat.
12 CLK Masukan sinkronisasi serial
13 DATA Masukan data serial
14 LE Muat Aktifkan Masukan
15 MUX Masukan/keluaran data multipleks
16 VCC_RF Catu daya untuk output dan pembagi RF
17 VCC_SD Catu daya untuk modulator sigma-delta
18 VCP Catu daya pompa pengisian daya
19 RSET Isi daya input pompa input rentang arus
20 CP Mengisi keluaran pompa. Terhubung ke input filter eksternal
– EP Daerah pembuangan panas. Menghubungkan ke bus kabel daya umum papan utama

Alat Pengembangan: Papan Demo dan Perangkat Lunak

Perangkat keras dan perangkat lunak Maxim Integrated dapat secara signifikan menyederhanakan proses pengembangan dan mempersingkat waktu implementasi untuk solusi baru.

Papan Kit Evaluasi MAX2870 / MAX2871

Papan Demo MAX2870 / MAX2871(Gambar 6) menyederhanakan pengujian dan evaluasi synthesizer MAX2870 dan MAX2871. Setiap papan dilengkapi dengan konektor SMA standar untuk sumber sinyal input, pemutusan 50 ohm, penganalisis sinyal atau spektrum. Ada konektor USB untuk koneksi ke komputer dengan perangkat lunak khusus yang telah diinstal sebelumnya.

Urutan tindakan saat bekerja dengan papan evaluasi adalah sebagai berikut.

  • unduh perangkat lunak dari www.maximintegrated.com/evkitsoftware;
  • membongkar dan menginstal perangkat lunak ini (Gambar 7);
  • setelah meluncurkan file MAX287x.exe, pilih jenis sirkuit mikro (MAX2870 atau MAX2871) dan tekan tombol "Lanjutkan". Antarmuka grafis yang berfungsi akan muncul di layar;
  • periksa koneksi kabel USB dengan persegi panjang hijau di sudut kanan bawah layar kerja;
  • pastikan frekuensi TCXO (U2) papan sesuai dengan REF.FREQ perangkat lunak. Jika tidak, masukkan nilai yang diperlukan dalam MHz (50 secara default) dan tekan "Enter";
  • tekan tombol "Default" dan kemudian "Kirim Semua" yang terletak di bagian atas layar kerja;
  • masukkan nilai frekuensi output yang diperlukan dalam MHz di jendela RF_OUTA atau RF_OUTB dan tekan "Enter";
  • pastikan indikator PLL Lock di pojok kiri bawah berwarna hijau.

Gunakan penganalisis sinyal untuk mengevaluasi kinerja MAX2870 atau MAX2871. Standarnya adalah referensi frekuensi 50 MHz eksternal. Namun, Anda dapat menggunakan nilai lain setelah mengubah nilai dalam register yang dapat diprogram.

Tingkat sinyal keluaran

Mereka menggunakan attenuator 3dB untuk menyeimbangkan beban output yang tidak digunakan. Dengan demikian, daya terukur pada output papan evaluasi (konektor SMA) menjadi 3 dB di bawah level sebenarnya. Untuk mengukur tingkat output yang sebenarnya, lepaskan attenuator dan hubungkan semua output aktif yang tidak digunakan ke 50 ohm.

Ekspor / impor pengaturan register

Untuk mengekspor pengaturan register dari MAX2870 / MAX2871, ikuti langkah-langkah berikut:

  • pilih dengan mouse tulisan "Reg → Clip" di sudut kiri bawah layar kerja, setelah itu nilai register akan disimpan di clipboard;
  • rekatkan konten clipboard ke editor pengujian apa pun.
  • Untuk mengimpor pengaturan untuk register MAX2870 / MAX2871, ikuti langkah-langkah berikut:
  • salin pengaturan register (dipisahkan koma) dari editor teks ke clipboard;
  • pilih dengan mouse tulisan "Klip → Reg" di sudut kiri bawah layar kerja;
  • klik tombol "Kirim Semua" di sudut kanan atas layar beranda.

Papan Kit Evaluasi MAX2880

Papan evaluasi untuk MAX2880 mencakup penyintesis frekuensi PLL pita lebar langsung serta VCO 5840 ... 6040 MHz eksternal, osilator kristal kompensasi suhu 50 MHz (TCXO), filter umpan balik pasif, dan regulator putus sekolah rendah.

Perangkat lunak ini berjalan pada komputer yang menjalankan Windows mulai dari versi XP.

Selain itu, Kit Evaluasi MAX2880 memerlukan papan antarmuka Maxim INTF-3000-ke-USB, kabel pita 20-kawat untuk komunikasi antara antarmuka dan papan evaluasi. Untuk menyambungkan papan evaluasi ke komputer, diperlukan kabel USB Tipe A ke Tipe B. Papan evaluasi juga memerlukan catu daya eksternal 6V / 150mA.

Diagram koneksi ditunjukkan pada Gambar 8, dan papan itu sendiri ditunjukkan pada Gambar 9.

Perangkat lunak untuk pengoperasian diunduh dari www.maximintegrated.com. Pemasangan dan pengoperasian sama seperti yang dijelaskan untuk Kit Evaluasi MAX2870 / MAX2871. Tampilan kerja program ditunjukkan pada Gambar 10.

Kesimpulan

Synthesizer frekuensi MAX2870, MAX2871, dan MAX2880 dari Maxim Integrated menawarkan bandwidth RF yang diperluas dan dapat digunakan dalam sumber gelombang mikro dengan ketelitian tinggi dalam berbagai aplikasi telekomunikasi, navigasi, dan instrumentasi.

Papan demo dan perangkat lunak khusus yang ditawarkan oleh perusahaan dapat mempercepat proses pengembangan, penyesuaian, dan penerapan sampel teknologi baru.

literatur

  1. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2870.pdf.
  2. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2871.pdf.
  3. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2880.pdf.
  4. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2870EVKIT.pdf.
  5. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2880EVKIT.pdf.

dan - op amp diferensial kebisingan rendah

MAX44205 dan MAX44206 produksi perusahaan Maxim terintegrasi Adalah penguat operasional diferensial penuh kebisingan rendah yang dirancang untuk beroperasi dengan konverter A / D kecepatan tinggi 16/18/20 bit presisi seperti.
Kombinasi karakteristik yang unik, berbagai tegangan suplai (2,7 ... 13,2 V), konsumsi daya rendah, dan bandwidth lebar memungkinkan penggunaannya dalam sistem akuisisi data berdaya rendah berkinerja tinggi.
Kedua amplifier, melalui pin VCOM, memungkinkan Anda untuk mengontrol tegangan output mode umum, yang dalam beberapa kasus sangat menyederhanakan sirkuit saluran pengukuran dan menormalkan komponen DC dari sinyal output sesuai dengan persyaratan ADC.
MAX44205 memiliki fitur pembatas tegangan keluaran opsional yang membatasi tegangan keluaran dalam skala penuh ADC ketika tegangan suplai amplifier lebih tinggi dari tegangan input maksimum konverter.
Dalam mode daya rendah, amplifier hanya menarik arus 6,8 A, yang meningkatkan masa pakai baterai dalam sistem pengukuran yang berdiri sendiri atau mengurangi konsumsi daya sistem secara keseluruhan di antara pengukuran.
Amplifier tersedia dalam paket MAX® 12-pin dan 10-pin TDFN 10-pin yang mini namun mudah disolder. Kisaran suhu pengoperasian -40 ... 125 ° C.
Untuk mengevaluasi parameter amplifier, papan demo telah dikembangkan. MAX44205EVKIT#... Juga MAX44205 digunakan sebagai driver ADC di papan demo. MAX11905DIFEVKIT#.
Aplikasi Amplifier yang Direkomendasikan:

  • filter aktif;
  • sistem kontrol proses berkecepatan tinggi;
  • Peralatan medis;
  • konversi sinyal mode umum ke diferensial;
  • pemrosesan sinyal diferensial.

Babkovsky A.P., Seleznev N.E. Yu. E. Sedakova GSP-486, N. Novgorod - 603950, Rusia telp.: 8312-666202, ext.295, email: [dilindungi email]

Abstrak - Disajikan hasil pekerjaan rancang bangun microwave synthesizer C-band sederhana berbasis chip kontrol frekuensi otomatis fase chip tunggal.

I. Pendahuluan

Peningkatan frekuensi operasi ke kisaran panjang gelombang milimeter dalam perangkat radar jarak pendek dengan pemrosesan Doppler dari sinyal yang dipantulkan memerlukan peningkatan yang signifikan dalam stabilitas osilasi yang dipancarkan.

Penggunaan sirkuit pemrosesan sinyal berdasarkan pengukuran pergeseran Doppler pada frekuensi menengah dalam rentang frekuensi desimeter untuk memaksimalkan efisiensi perangkat memerlukan penggunaan generator yang koheren di jalur pemancar dan penerima.

Saat ini, cara paling optimal untuk mendapatkan sinyal koheren untuk sistem gelombang milimeter tersebut adalah dengan menggunakan synthesizer frekuensi dalam rentang frekuensi sentimeter dan kemudian mengalikan dan memperkuatnya.

Sebagai aturan, synthesizer semacam itu dibangun sesuai dengan sirkuit multi-loop menggunakan mixer, pembagi, dan pengganda frekuensi.

Namun, di tahun-tahun terakhir frekuensi operasi atas synthesizer chip tunggal dengan loop terkunci fase (PLL) telah meningkat ke tengah C-band.

Saat ini, Skyworks dan Perangkat Analog adalah yang terdepan dalam produksi synthesizer PLL chip tunggal untuk rentang frekuensi ini.

Di pasar komponen elektronik Rusia, produk Skyworks Inc. diwakili oleh perusahaan: LLC "Radiocomp", Moskow.

Sejak 1993, setelah menandatangani perjanjian lisensi langsung dengan Analog Devices, ZAO Argussoft Company, Moskow, secara teratur memperbarui dan menawarkan pengembang berbagai komponen dan perangkat debugging.

Perusahaan "MEI Electronic Components", Moskow memberi pengembang materi terperinci tentang penggunaan synthesizer sirkuit mikro PLL dari berbagai produsen.

Meningkatkan frekuensi operasi atas synthesizer PLL ke frekuensi C-band memungkinkan untuk membuat synthesizer loop tunggal, yang strukturnya agak sederhana.

Dalam beberapa kasus, pendekatan seperti itu untuk konstruksi osilator master (MO) dan osilator lokal lebih menguntungkan dari sudut pandang indikator teknis, dimensi massa dan ekonomi.

Parameter utama dari beberapa sirkuit mikro synthesizer PLL yang beroperasi di C-band ditunjukkan pada Tabel 1.

tab. 1. Karakteristik komparatif dari sirkuit mikro synthesizer PLL.

Tabel 1. Perbandingan karakteristik IC synthesizer PLL

II. Bagian utama

Diagram fungsional ZG dan osilator lokal jenis ini berdasarkan synthesizer frekuensi satu putaran ditunjukkan pada Gambar 1.

Gambar 1. Diagram blok sintesis.

Ara. 1 Diagram blok synthesizer

dimana Ref. Jenderal - osilator kristal referensi kebisingan rendah presisi GK62-TS, pS - mikrokontroler, IC PLL - sirkuit mikro synthesizer, LPF - filter low-pass, Penguat penskalaan - penguat operasional penskalaan, Dielectric Resonator VCO - voltage controlled oscillator (VCO) berbasis dielektrik resonator, Isolator - Microwave valve, Directional Coupler - directional coupler.

Mempertimbangkan pengalaman kami sendiri dalam pengembangan penyintesis gelombang mikro dan hasil penelitian berbagai sirkuit mikro penyintesis PLL, sirkuit mikro CX72302 dengan rasio pembagian variabel fraksional Skyworks Inc. dipilih untuk pengembangan MO dan osilator lokal. ...

Karakteristik utama dari sirkuit mikro 72302:

frekuensi keluaran maksimum saluran utama - 6,1 GHz;

tambahan - 1000 MHz;

membatasi kerja ICPD - 25 MHz;

waktu peralihan frekuensi yang dijamin tidak lebih dari 100 s;

tingkat kebisingan sendiri -128 dB / Hz;

langkah frekuensi kurang dari 400 Hz.

Penggunaan 72302 memungkinkan cukup

frekuensi operasi tinggi dari detektor fase frekuensi berdenyut (PFD) F = 16,384 MHz untuk mendapatkan langkah penyetelan frekuensi 250 Hz karena tingkat granularitas yang tinggi (262144). Peningkatan frekuensi operasi ICPD menyebabkan penurunan faktor perkalian frekuensi loop PLL dan peningkatan parameter noise sinyal.

Untuk mengurangi tingkat kebisingan pada sinyal keluaran, digunakan generator dengan resonator dielektrik (DR) Q tinggi. Penyetelan frekuensi linier pada generator semacam itu dilakukan dengan menggunakan varicap ZA627A-6 yang digabungkan secara lemah ke DR. Penggunaan transistor 2T963A-2 memungkinkan untuk memperoleh daya keluaran generator urutan 50 mW.

Sinyal gelombang mikro dari keluaran VCO diumpankan melalui gerbang dan penggandeng arah ke keluaran penyintesis frekuensi (daya keluaran adalah + 15dBm - sekitar 30 mW). Sebagian daya dari directional coupler (atenuasi crossover 25 dB) dialihkan ke input PLL.

Parameter filter lolos rendah dalam loop umpan balik PLL dihitung sesuai dengan metode perusahaan Semikonduktor Nasional. Dalam program Math-CAD2000, operasi loop PLL disimulasikan dan stabilitasnya dalam rentang frekuensi operasi diperiksa.

Pada frekuensi keluaran synthesizer di tengah C-band, faktor perkalian frekuensi loop PLL mencapai 380 (frekuensi operasi detektor fase adalah 16 MHz). Kerapatan spektral kebisingan fase osilator kristal referensi GK-62TS-

0 adalah minus (145 - 155) dB / Hz. Kepadatan spektral dari kebisingan fase sirkuit mikro PLL adalah 128 dB / Hz. Oleh karena itu, kerapatan spektral dari kebisingan fase dari sinyal yang dihasilkan ditentukan oleh sirkuit mikro dan adalah

UV = -128+ 20 log 380 = -77 dB / Hz.

Frekuensi keluaran synthesizer dikendalikan oleh mikrokontroler Atmel AT90S8515-8PI. Untuk mempercepat proses transien, peralihan frekuensi dilakukan pada arus maksimum detektor fasa. Setelah menangkap frekuensi tertentu, arus detektor fasa menurun ke tingkat nominal, yang menyebabkan penurunan tingkat komponen diskrit dengan frekuensi perbandingan detektor fasa dalam spektrum sinyal keluaran synthesizer. Setelah mengganti synthesizer, mikrokontroler masuk ke mode "tidur" dengan osilator kristal dimatikan untuk mengurangi kebisingan dari bagian digital rangkaian.

Secara struktural, synthesizer dibuat dalam bentuk satu set unit terpisah yang dihubungkan oleh kabel koaksial yang kaku. Untuk sirkuit mikro PLL dan pengikat yang menyertainya, papan sirkuit tercetak yang terbuat dari fiberglass FR-4 dengan ketebalan 0,8 mm digunakan. Meskipun frekuensi operasinya relatif tinggi, penggunaan substrat yang terbuat dari bahan yang murah cukup dibenarkan.

AKU AKU AKU. Percobaan

Studi eksperimental parameter kebisingan dari synthesizer frekuensi dilakukan dengan menggunakan perangkat untuk menentukan kepadatan spektral kebisingan fase 3048А.

Kerapatan spektral dari kebisingan fase dari synthesizer frekuensi satu putaran yang dianggap sederhana pada offset besar dari pembawa adalah:

10 kHz -92 dB / Hz;

100 kHz -117 dB / Hz.

Karena koneksi varicap yang lemah dengan resonator dielektrik, dimungkinkan untuk mendapatkan parameter kebisingan yang cukup baik dari synthesizer, tetapi pita penyetelannya tidak melebihi 50 MHz ketika tegangan kontrol pada varicap diubah dari 1 menjadi 25 V.

Untuk memperluas rentang frekuensi operasi synthesizer, Anda dapat menggunakan generator terkontrol berdasarkan YIG. Tapi ini akan membutuhkan mengubah rangkaian kontrol frekuensi.

IV. Kesimpulan

Penggunaan sirkuit mikro chip tunggal dengan faktor pembagian fraksional dalam loop umpan balik PLL memungkinkan desain synthesizer frekuensi kompak sesuai dengan sirkuit loop tunggal dengan frekuensi output hingga frekuensi operasi atas dari sirkuit mikro PLL dengan frekuensi langkah penyetelan dalam sistem loop tunggal kurang dari 400 Hz dan tingkat kepadatan spektral kebisingan fase yang dapat diterima ...

V. Referensi

Komponen Radio HF dan SHF dari pabrikan asing. Daftar Harga. Edisi 5.M. 2004.

www.argussoft.ru

"Komponen Elektronik MEI" Musim Panas'2004.

Komponen RF / microwave, elektromekanik, perangkat daya. Katalog elektronik 2004

Babkovsky A.P. Pengalaman dalam merancang synthesizer PLL berdasarkan sirkuit mikro dari QUALCOMM dan Sirkuit Mini untuk unit sinyal referensi pengukur level gelombang milimeter. - Di dalam buku. "Konferensi Krimea Internasional ke-8" Teknik Gelombang Mikro dan Teknologi Komunikasi ". Prosiding konferensi ”[Sevastopol, 14-17 September. 1998]. Sevastopol: Weber, 1998, jilid 2, hlm. 667-668.

Babkovsky A. P., Seleznev N. E. Synthesizer frekuensi PLL / DDS hybrid. - Di dalam buku. "Konferensi Krimea Internasional ke-11" Teknik Gelombang Mikro dan Teknologi Komunikasi ". Prosiding konferensi ”[Sevastopol, 10-14 September. 2001]. Sevastopol: Weber, 2001, hlm. 112-114.

A. P. Babkovsky, N. Ye. Seleznev. Sintesis gelombang mikro oktaf cepat dengan langkah penyetelan frekuensi kecil. - Di dalam buku. "Konferensi Krimea Internasional ke-13" Teknik Gelombang Mikro dan Teknologi Komunikasi ". Materi konferensi ”[Sevastopol, 8-12 September. 2003]. Sevastopol: Weber, 2003, hlm. 136-138.

www.skyworksinc.com

SINGLE-LOOP SYNTHESIZER UNTUK C-BAND DENGAN LANGKAH FREKUENSI ULTRA HALUS

Babkovsky A., Seleznev N.

Lembaga Penelitian Sistem Pengukuran Badan Usaha Milik Negara Federal dinamai Yu. Kamu. Sedakov GSP-486, Nizhny Novgorod - 603950, Rusia email: [dilindungi email]

Abstrak - Dalam makalah ini dibahas hasil desain synthesizer frekuensi sederhana C-band berbasis PLL loop tunggal.

Peningkatan frekuensi operasi radar Doppler jarak pendek hingga MM-band menuntut peningkatan besar stabilitas sinyal yang ditransmisikan.

Prinsip pemrosesan sinyal didasarkan pada pengukuran frekuensi Doppler sinyal yang dipantulkan pada frekuensi menengah (dalam rentang UHF). Dengan demikian, exciter rantai pemancar dan osilator lokal penerima (LO) harus koheren.

Saat ini pendekatan yang paling disukai dalam pembangkitan sinyal koheren adalah penggunaan synthesizer frekuensi C-band bersama dengan multiplier dan amplifier.

Seringkali synthesizer tersebut dirancang menggunakan skema multiloop bersama dengan mixer frekuensi, pembagi dan pengganda.

Selama beberapa tahun terakhir frekuensi operasi atas IC PLL ditingkatkan hingga C-band. Sekarang produsen pemimpin IC PLL untuk pita frekuensi ini adalah Skyworks dan Perangkat Analog. Peningkatan frekuensi operasi IC memungkinkan untuk merancang synthesizer frekuensi loop tunggal C-band sederhana.

Dalam beberapa kasus, pendekatan ini mungkin lebih disukai.

Diagram blok exciter pemancar berdasarkan PLL loop tunggal ditunjukkan pada Gambar. 1. Mempertimbangkan keahlian kami dalam desain synthesizer, IC PLL Skyworks CX72302 Fractional-N dipilih untuk desain exciter dan LO. Untuk lebih jelasnya kunjungi situs web www.skyworksinc.com.

Menggunakan CX72302 kita bisa mendapatkan langkah frekuensi 250Hz hanya dengan nilai frekuensi perbandingan detektor fase 16,384MHz karena fraksionalitas kelas tinggi, 2 18. Frekuensi detektor fasa yang tinggi menyebabkan penurunan nilai pembagi utama N dan peningkatan parameter noise.

High-Q dielectric resonator oscillator (DRO) digunakan untuk mendapatkan kinerja noise yang lebih baik dari passband PLL. Penyapuan frekuensi linier dilakukan dengan menggunakan varicap yang memiliki kopling lemah dengan DR. Daya keluaran generator DRO adalah 50 mW.

Sinyal melewati isolator dan directional coupler ke output synthesizer (daya output + 15dBm - sekitar 30 mW). Sebagian daya dari port yang digabungkan dari directional coupler diarahkan ke input IC PLL.

Komponen filter loop dihitung dengan metode yang diusulkan oleh National Semiconductor. Analisis stabilitas loop dievaluasi di MathCAD 2000.

Rasio pembagian loop utama ditingkatkan hingga 380 (frekuensi detektor fase 16 MHz) pada frekuensi sekitar 6GHz. Kerapatan spektral fasa noise dari IC PLL adalah -128 dB/Hz. Dengan demikian kerapatan spektral derau fasa di pita sandi PLL ditentukan oleh derau IC PLL, meskipun derau fasa dari generator referensi adalah (-145 ... -155 dB / Hz) dan sama dengan -77dB / Hz.

Kontrol frekuensi keluaran synthesizer dilakukan oleh mikrokontroler Atmel AT90S8515-8PI. Untuk meminimalkan waktu peralihan frekuensi, arus pompa muatan dinaikkan ke nilai maksimumnya. Setelah mengunci, arus pompa muatan dialihkan ke nilai nominal dan mikrokontroler dialihkan ke mode tidur bersama dengan generator jam dimatikan. Hal ini memungkinkan untuk menekan kebisingan dalam spektrum output dari sirkuit digital.

Parameter kebisingan dari sinyal keluaran synthesizer diukur dengan perangkat uji HP3048A.

Lantai kebisingan fase dari synthesizer PLL loop tunggal yang diuji dalam offset dari pembawa adalah:

Frekuensi offset Fase kebisingan lantai

10 kHz -92 dB / Hz

100 kHz -117 dB / Hz

Kopling yang lemah antara varicap dan resonator dielektrik dalam generator yang disetel memberikan parameter kebisingan yang cukup baik tetapi pita frekuensi yang disintesis terlalu sempit (sekitar 50 MHz dalam rentang penyetelan varicap dari 1 hingga 25 volt).

Dimungkinkan untuk menggunakan osilator yang disetel YIG untuk memperpanjang pita frekuensi yang disintesis. Namun dalam hal ini rangkaian penyetelan frekuensi harus diubah.

Chip tunggal Fractional-N PLL memungkinkan untuk membuat synthesizer frekuensi loop tunggal ukuran kecil untuk frekuensi hingga frekuensi operasi IC PLL maksimum dengan langkah frekuensi kurang dari 400 Hz dan tingkat kebisingan fase yang dapat diterima.


Pemegang paten RU 2580068:

Invensi ini berhubungan dengan teknik radio dan dapat digunakan dalam perangkat pemancar dan penerima dari rentang frekuensi gelombang mikro. Hasil teknisnya adalah meningkatkan operasi yang stabil saat menyetel frekuensi sinyal gelombang mikro input. Sintesis frekuensi gelombang mikro berisi generator gelombang mikro yang dikontrol tegangan (VCO), penggandeng arah, pencampur gelombang mikro, sumber sinyal gelombang mikro masukan, pembagi frekuensi pertama dengan faktor pembagian variabel, detektor fase frekuensi, pembagi frekuensi kedua dengan faktor pembagian variabel, sumber sinyal referensi, filter frekuensi rendah, komparator fase, multivibrator menunggu, dua dioda, dan penguat operasional. 4 sakit.

Invensi ini berhubungan dengan teknik radio, yaitu untuk penyintesis frekuensi gelombang mikro rentang lebar dengan pengaturan awal, awal, frekuensi generator yang dikendalikan tegangan gelombang mikro (VCO) yang termasuk dalam loop fase-terkunci (PLL) rentang lebar dari gelombang mikro. synthesizer frekuensi dan dapat digunakan dalam perangkat transceiver dari rentang frekuensi gelombang mikro ...

Sistem yang dikenal untuk sintesis frekuensi aktif, di mana penyaringan osilasi frekuensi yang disintesis dilakukan menggunakan filter aktif dalam bentuk loop fase-terkunci. Dalam hal ini, frekuensi sinyal diubah, misalnya, dengan membagi ke dalam rentang frekuensi rendah, di mana dibandingkan dengan frekuensi generator referensi dan tegangan self-tuning generator gelombang mikro yang dikendalikan tegangan (VCO). ) dihasilkan. Sistem sintesis aktif memberikan penolakan yang lebih tinggi terhadap komponen spektral palsu dan kebisingan fase pembawa. Namun, dalam skema ini, karena rasio pembagian frekuensi tinggi dari VCO, tidak mungkin untuk mencapai tingkat kebisingan yang rendah dari sinyal keluaran synthesizer.

Sintesis frekuensi gelombang mikro yang dikenal, yang menerapkan prinsip sintesis aktif dengan loop PLL, yang dipilih sebagai prototipe dari penemuan ini. Sintesis frekuensi gelombang mikro berisi VCO gelombang mikro, yang keluarannya dihubungkan melalui penggandeng arah ke keluaran penyintesis frekuensi gelombang mikro dan ke masukan pertama pencampur gelombang mikro, masukan kedua dihubungkan ke keluaran sumber dari masukan sinyal gelombang mikro dengan frekuensi f masukan gelombang mikro, keluaran mixer gelombang mikro dihubungkan ke masukan pembagi frekuensi pertama (DF) dengan faktor pembagian variabel n, keluaran yang dihubungkan ke masukan pertama dari detektor fase frekuensi (PFD), input kedua dari detektor fase frekuensi terhubung ke output pembagi frekuensi kedua dengan faktor pembagian variabel m, input yang terhubung ke sumber sinyal referensi dari frekuensi f OP, dan keluaran detektor fasa frekuensi melalui filter lolos-rendah (LPF) dihubungkan ke masukan VCO gelombang mikro. Dalam hal ini, directional coupler, mixer, pembagi frekuensi pertama, PFD dan LPF membentuk loop PLL.

Sintesis frekuensi gelombang mikro yang diketahui memungkinkan untuk mencapai tingkat kebisingan fase yang rendah dari sinyal keluaran penyintesis frekuensi gelombang mikro dengan frekuensi f MF dengan mengurangi rasio pembagian pembagi frekuensi pertama bila digunakan sebagai sinyal gelombang mikro masukan dengan frekuensi f input sinyal gelombang mikro dengan tingkat kebisingan fase yang rendah. Selain itu, mengurangi rasio pembagian dari pembagi frekuensi pertama memungkinkan Anda untuk meningkatkan penguatan loop PLL. Karena dalam skema seperti itu frekuensi sinyal gelombang mikro input f dalam gelombang mikro dipilih dari kondisi f dalam gelombang mikro > f midrange, untuk mempertahankan nilai penguatan loop PLL dari penyintesis frekuensi gelombang mikro yang konstan, perlu untuk mengkompensasi perubahan faktor pembagian pembagi frekuensi pertama dengan mengubah kemiringan penyetelan frekuensi VCO gelombang mikro untuk mempertahankan pita kontrol loop PLL.

Namun, jika penyimpangan frekuensi f VCO dari UHF VCO lebih dari 2 f IF (di mana frekuensi menengah f IF = f dalam UHF -f VCO), maka pada penyintesis frekuensi gelombang mikro ini akan terjadi kegagalan sinkronisasi fase, yang akan menyebabkan hilangnya kinerja synthesizer.

Selain itu, penyintesis frekuensi gelombang mikro yang diketahui hanya bekerja jika sinyal masukan gelombang mikro dengan masukan f frekuensi tetap dari gelombang mikro diumpankan ke masukan kedua dari pencampur gelombang mikro. Ketika sinyal gelombang mikro masukan diumpankan ke masukan pencampur gelombang mikro ini dengan masukan frekuensi gelombang mikro variabel (dapat disetel) dalam pita yang lebih besar dari atau sama dengan 2 f JIKA, gangguan sinkronisasi fase juga dapat terjadi pada penyintesis frekuensi gelombang mikro.

Tujuan teknis dari penemuan ini adalah untuk membuat penyintesis frekuensi gelombang mikro rentang lebar dengan tingkat kebisingan fase yang rendah dan waktu penyetelan frekuensi pendek dari sinyal keluaran f penyintesis MF, memastikan tidak adanya pelanggaran sinkronisasi fase saat mengubah (penyetelan) frekuensi sinyal gelombang mikro input f gelombang mikro masukan dalam pita yang sama dengan atau lebih besar dari frekuensi dua kali lipat dari sinyal frekuensi menengah f IF, di mana f IF = f dalam gelombang mikro -f VCO, serta memastikan pelestarian sinkronisasi fase ketika frekuensi f VCO dari sinyal gelombang mikro VCO lebih dari 2 f IF.

Hasil teknisnya adalah untuk mencegah pelanggaran sinkronisasi fase yang disebabkan oleh proses transien dalam loop PLL, dan untuk memastikan operasi yang stabil dari penyintesis frekuensi gelombang mikro selama operasi, termasuk saat menyetel masukan frekuensi f dari sinyal gelombang mikro masukan gelombang mikro

Inti dari solusi teknis terletak pada kenyataan bahwa synthesizer frekuensi gelombang mikro yang diusulkan berisi generator gelombang mikro yang dikendalikan tegangan (VCO), output yang terhubung ke input coupler directional, output pertama yang merupakan output dari synthesizer frekuensi gelombang mikro, dan output kedua dari directional coupler terhubung ke input pertama dari microwave mixer, input kedua dari microwave mixer terhubung ke output dari input sumber sinyal gelombang mikro, output dari microwave mixer terhubung ke input pembagi frekuensi pertama dengan rasio pembagian variabel, yang outputnya terhubung ke input pertama detektor fase frekuensi, input kedua detektor fase frekuensi terhubung ke output pembagi frekuensi kedua dengan rasio pembagian variabel, input yang terhubung ke output dari sumber sinyal referensi, dan filter lolos-rendah disertakan antara detektor fase frekuensi dan VCO gelombang mikro. Synthesizer frekuensi gelombang mikro tambahan berisi komparator fase, multivibrator menunggu, dua dioda dan penguat operasional. Dalam hal ini, output pertama dan kedua dari detektor fase frekuensi dihubungkan, masing-masing, ke input pertama dan kedua dari penguat operasional, yang outputnya terhubung ke input microwave VCO, dan low-pass filter terhubung antara input pertama dari penguat operasional dan outputnya, input pertama dari komparator fase terhubung ke output dari pembagi frekuensi pertama dengan rasio pembagian variabel dan input pertama dari detektor fase frekuensi, input kedua dari komparator fase terhubung ke output dari pembagi frekuensi kedua dengan rasio pembagian variabel dan input kedua dari detektor fase frekuensi, output dari komparator fase terhubung ke input dari multivibrator menunggu, keluaran pertama dari multivibrator yang menunggu dihubungkan melalui dioda pertama dengan keluaran pertama dari detektor fasa frekuensi dan dengan masukan pertama dari penguat operasional, keluaran kedua dari multivibrator yang menunggu dihubungkan melalui dioda kedua dengan keluaran kedua dari detektor frekuensi-fase dan dengan input kedua dari penguat operasional. Selain itu, dioda pertama dan kedua dinyalakan berlawanan satu sama lain, sedangkan microwave VCO, directional coupler, mixer microwave, pembagi frekuensi pertama, detektor fase frekuensi, penguat operasional, dan filter low-pass membentuk loop terkunci fase (PLL). ) dengan kondisi: m> PLL, di mana TM adalah periode osilasi dari multivibrator yang menunggu, PLL adalah waktu untuk membuat sinkronisasi dalam loop fase-terkunci.

Dimasukkannya komparator fase dan multivibrator menunggu dengan dua dioda yang terhubung secara berlawanan pada output ke sirkuit penyintesis gelombang mikro memungkinkan untuk mengatur frekuensi f VCO dari sinyal VCO gelombang mikro ketika sinkronisasi fase dalam loop PLL terganggu, yang terjadi ketika mengalihkan frekuensi f input dari sinyal gelombang mikro masukan gelombang mikro atau selama penyimpangan frekuensi f VCO dari sinyal VCO gelombang mikro, misalnya, ketika penyintesis gelombang mikro dihidupkan, yang memastikan pemulihan cepat sinkronisasi fase dan meningkatkan stabilitas gelombang mikro penyintesis frekuensi. Dalam hal ini, setelah pemulihan loop PLL, multivibrator yang menunggu dimatikan dan tidak mempengaruhi operasi loop PLL lebih lanjut.

Penguat operasional dengan filter low-pass di loop umpan balik membentuk bandwidth kontrol loop PLL.

Waktu antara akhir pulsa pertama dan awal pulsa berikutnya dari multivibrator menunggu, ditentukan oleh rangkaian RC multivibrator ini, harus lebih besar dari waktu yang diperlukan untuk membuat sinkronisasi dalam loop PLL, yaitu, syarat harus dipenuhi:

T M -τ m> PLL.

Penemuan ini diilustrasikan dengan gambar.

ARA. 1 menunjukkan diagram blok dari synthesizer frekuensi gelombang mikro yang diusulkan, di mana

1 - generator gelombang mikro (VCO) dengan frekuensi f VCO (tegangan kontrol UPR);

3 - pencampur gelombang mikro;

4 - sumber sinyal gelombang mikro masukan dengan frekuensi gelombang mikro masukan f;

5 - pembagi frekuensi pertama dengan rasio pembagian variabel n;

6 - detektor fase frekuensi (tegangan keluaran U PFD);

7 - pembagi frekuensi kedua dengan faktor pembagian variabel m;

8 - sumber sinyal referensi dengan frekuensi f OP;

9 - penguat operasional;

10 - filter lolos rendah;

11 - komparator fase (tegangan keluaran U FC);

12 - menunggu multivibrator (tegangan keluaran maju U m1 dan terbalik

13 - dioda pertama;

14 - dioda kedua;

f JIKA = f masukan gelombang mikro -f VCO - sinyal frekuensi menengah;

f MF - sinyal keluaran dari penyintesis frekuensi gelombang mikro.

ARA. 2 menunjukkan diagram pengaturan waktu input U FC dan tegangan output U m1 dan U m2 dari multivibrator menunggu, yang merupakan bagian dari penyintesis frekuensi gelombang mikro yang diusulkan, di mana

T M - periode osilasi dari multivibrator yang menunggu 12;

m - durasi pulsa multivibrator yang menunggu 12;

PLL adalah waktu untuk membuat sinkronisasi dalam loop fase-terkunci.

ARA. 3 menunjukkan pita penyetelan sinyal gelombang mikro keluaran dengan frekuensi f MF = f VCO relatif terhadap masukan f frekuensi tetap dari sinyal gelombang mikro masukan gelombang mikro dari penyintesis frekuensi gelombang mikro yang diusulkan.

ARA. 4 menunjukkan pita penyetelan sinyal gelombang mikro keluaran dengan frekuensi f MF = f VCO relatif terhadap frekuensi yang dapat disetel f dalam sinyal gelombang mikro masukan gelombang mikro dari penyintesis frekuensi gelombang mikro yang diusulkan.

Sintesis frekuensi gelombang mikro yang diusulkan, diagram bloknya ditunjukkan pada Gambar. 1, berisi generator gelombang mikro yang dikendalikan tegangan (VCO) 1, yang outputnya terhubung ke input directional coupler 2, satu output adalah output dari synthesizer frekuensi gelombang mikro, dan output lainnya dari directional coupler 2 terhubung ke input pertama dari mixer gelombang mikro 3, input kedua yang terhubung ke sumber output sinyal gelombang mikro input 4 dengan frekuensi f input gelombang mikro. Output dari mixer microwave 3 terhubung ke input pembagi frekuensi pertama 5 dengan faktor pembagian variabel n, output yang terhubung ke input pertama detektor fase frekuensi 6. Input kedua dari frekuensi- detektor fasa 6 dihubungkan ke keluaran dari pembagi frekuensi kedua 7 dengan faktor pembagian variabel m, masukan yang dihubungkan ke keluaran dari sumber sinyal referensi 8 dengan frekuensi f OP. Dua keluaran detektor fase frekuensi 6 dihubungkan ke dua masukan penguat operasional 9, keluarannya dihubungkan ke masukan generator gelombang mikro VCO 1, sedangkan filter lolos rendah 10 dihubungkan antara masukan pertama dari penguat operasional 9 dan outputnya 10. Input pertama dari komparator fase yang ditambahkan ke rangkaian 11 dihubungkan ke output dari pembagi frekuensi pertama 5 dan input pertama dari detektor fase frekuensi 6, input kedua dari fase pembanding 11 dihubungkan ke keluaran pembagi frekuensi kedua 7 dan masukan kedua detektor fasa frekuensi 6. Keluaran pembanding fasa 11 dihubungkan ke masukan multivibrator menunggu 12, mengarahkan keluaran yang melalui dioda pertama 13 dihubungkan ke keluaran pertama dari detektor fasa frekuensi bis oleh masukan pertama dari penguat operasional 9, keluaran kebalikan dari multivibrator menunggu 12 melalui dioda kedua 14 dihubungkan ke keluaran kedua dari fasa frekuensi detektor 6 dan ke input kedua penguat operasional 9, dioda pertama dan kedua dinyalakan berlawanan satu sama lain. Dalam skema ini, gelombang mikro VCO 1, penggandeng arah 2, mixer gelombang mikro 3, pembagi frekuensi pertama 5, detektor fase frekuensi 6, pembagi frekuensi kedua 7, penguat operasional 9 dan filter low-pass 10 terbentuk lingkaran PLL.

Sintesis frekuensi gelombang mikro yang diusulkan beroperasi sebagai berikut. Sinyal keluaran gelombang mikro VCO 1 dengan frekuensi f VCO melalui coupler 2 dan sinyal keluaran gelombang mikro dari sumber sinyal masukan gelombang mikro 4 dengan frekuensi f masukan gelombang mikro diumpankan ke mixer gelombang mikro 3, pada keluaran dimana sinyal frekuensi menengah f IF diekstraksi, yang diumpankan ke input pembagi frekuensi pertama 5 dan setelah dibagi dengan faktor n, sinyal dari output pembagi frekuensi pertama 5 diumpankan ke input pertama dari detektor fase frekuensi 6. Sinyal frekuensi referensi f OP dari output sumber sinyal referensi 8 diumpankan ke input pembagi frekuensi kedua 7, di mana frekuensi dibagi dengan faktor m. Sinyal dari keluaran pembagi frekuensi kedua 7 diumpankan ke masukan kedua dari detektor fase frekuensi (PFD) 6, yang dibandingkan dengan sinyal yang diterima dari keluaran pembagi frekuensi pertama 5, dan sebuah kontrol tegangan U PFD dihasilkan pada dua keluaran detektor fase frekuensi 6, yang nilai dan tandanya sebanding dengan perbedaan frekuensi dan fase dari sinyal yang dibandingkan. Tegangan kontrol U PFD ini melalui penguat operasional 9 dan filter low-pass 10, termasuk dalam rangkaian umpan balik penguat operasional 9, diumpankan ke input kontrol gelombang mikro VCO 1 sebagai tegangan kontrol UPR. putaran PLL.

Kondisi untuk melakukan sinkronisasi fase frekuensi dalam loop PLL adalah kesamaan frekuensi dan fase sinyal yang dipasok ke input detektor fase frekuensi, yaitu, f OP / m = f IF / n, OP = JIKA,

dimana f IF = f masukan microwave -f VCO,

m adalah faktor pembagian frekuensi sinyal referensi dengan frekuensi f OP;

n adalah faktor pembagian frekuensi dari sinyal frekuensi menengah f JIKA;

OP - fase sinyal referensi dengan frekuensi f OP;

JIKA - fase sinyal frekuensi menengah f JIKA.

Ketika menyetel frekuensi sinyal gelombang mikro masukan f gelombang mikro masukan dalam pita yang sama dengan atau lebih besar dari frekuensi dua kali lipat dari sinyal frekuensi menengah f IF, di mana f IF = f masukan gelombang mikro -f VCO, serta ketika frekuensi gelombang sinyal gelombang mikro VCO f VCO lebih dari 2 f JIKA, sinyal gelombang mikro masukan f dalam gelombang mikro dalam penemuan ini melewati loop PLL dari penyintesis frekuensi gelombang mikro, yaitu, melalui pembanding fase 11, multivibrator menunggu 12, sebagai serta dioda yang terhubung berlawanan 13, 14.

Dengan adanya sinkronisasi fase dalam loop PLL, sinyal kontrol dikirim dari output komparator fase 11 ke multivibrator menunggu 12, yang mematikan multivibrator menunggu 12, yaitu tegangan output dari komparator fase 11 U FC (misalnya, level logika transistor-transistor TTL) dalam bentuk unit logis. Pada saat ini, multivibrator yang menunggu (12) tidak menghasilkan sinyal keluaran pulsa pada keluaran langsung dan terbalik dengan tegangan U M1, U M2, masing-masing, dan tidak mempengaruhi operasi loop PLL. Pada output langsung dan terbalik dari multivibrator menunggu 12, tegangan konstan U M1 dan U M2 diatur dalam antifase, sesuai dengan nol logis dan logis). Diagram pengaturan waktu dari tegangan masukan U FC dan keluaran U M1 dan U M2 dari multivibrator yang menunggu (12) diperlihatkan dalam Gambar. 2

Jika sinkronisasi frekuensi dan fase dalam loop PLL dilanggar, sinyal U FC dalam bentuk nol logis dari output komparator fase 11 memulai multivibrator menunggu 12, yang pada output langsung dan terbalik menghasilkan sinyal pulsa output dengan tegangan U M1 (sesuai dengan unit logis) dan U M2 (sesuai dengan nol logis), masing-masing datang melalui dioda 13, 14, ke input pertama dan kedua dari penguat operasional 9. Selama aksi pulsa menunggu multivibrator 12, yaitu, selama durasi m pulsa multivibrator menunggu 12, tergantung pada pentahapan input PFD 6, pada output penguat operasional 9 diatur ke nilai maksimum atau minimum dari kontrol tegangan dari frekuensi sinyal gelombang mikro VCO 1. Dalam hal ini, kondisi untuk sinkronisasi fase frekuensi dilanggar (f OP / m = f IF / n, OP = IF) dan detektor fase frekuensi 6 menghasilkan tegangan U PFD, yang memastikan pemulihan sinkronisasi (yaitu, awal dari proses sinkronisasi i) dalam lingkaran PLL. Saat memulihkan sinkronisasi fase frekuensi dalam loop PLL, komparator fase 11 mematikan multivibrator 12 yang menunggu (pada outputnya, tegangan konstan diatur lagi dalam antifase, sesuai dengan nol logis dan logis). Jika terjadi pelanggaran berulang pada sinkronisasi fase frekuensi dalam loop PLL atau jika terjadi kegagalan dalam pengoperasian loop PLL, pembanding fase (11) memulai kembali multivibrator menunggu (12) dan seluruh proses pemulihan sinkronisasi diulang. .

Dalam beberapa kasus, agar loop PLL berfungsi, tidak termasuk pelanggaran sinkronisasi fase frekuensi di dalamnya, perlu proses transien penyetelan frekuensi VCO gelombang mikro dalam loop PLL dimulai dari yang lebih rendah (f VCO min) atau tepi atas (f VCO max) rentang operasi VCO gelombang mikro ke titik penguncian frekuensi di mana f VCO = f MF, yaitu, tingkat tegangan awal yang disuplai ke input kontrol gelombang mikro VCO 1 (dalam mode transien sebelum kunci frekuensi), selalu sama dengan minimum atau nilai maksimum... Ini ditentukan oleh posisi frekuensi f VCO dari sinyal VCO gelombang mikro keluaran relatif terhadap frekuensi f masuk dari sinyal gelombang mikro masukan gelombang mikro. Dalam hal ini, dua mode utama operasi penyintesis frekuensi gelombang mikro dimungkinkan, di mana sinkronisasi dalam loop PLL dimungkinkan.

Pertimbangkan mode operasi pertama dari penyintesis frekuensi gelombang mikro yang ditunjukkan pada Gambar. 3. Misalkan frekuensi input f dari sinyal gelombang mikro input gelombang mikro ditetapkan dan melebihi f MF (seperti pada prototipe), dan pita penyetelan gelombang mikro VCO 1 (Δf VCO) cukup besar, misalnya, secara signifikan melebihi nilai 2 f JIKA. Dalam hal ini, selama proses transien sebelum penangkapan frekuensi, detektor fase frekuensi 6 dapat menerima sinyal frekuensi cermin dari output mixer gelombang mikro 3 (pada titik gangguan sinkronisasi, di mana f VCO = f 1 MF, dimana f 1 MF = f in microwave + f IF), yang akan menyebabkan gangguan sinkronisasi pada loop PLL, transisi sinyal frekuensi f VCO microwave VCO ke posisi paling atas sesuai dengan frekuensi f VCO max dan , sebagai konsekuensinya, kegagalan penyintesis frekuensi gelombang mikro. Sirkuit penyintesis frekuensi gelombang mikro yang dipilih sebagai prototipe tidak memberikan kemungkinan untuk keluar dari situasi ini. Dalam penyintesis frekuensi gelombang mikro yang diusulkan, masalah ini diselesaikan sebagai berikut.

Pembanding fase 11 dalam mode sinkronisasi fase frekuensi (f OP / m = f IF / n, OP = IF) menghasilkan pada outputnya sinyal U FC yang sesuai dengan unit logis (log. "1"). Keluaran dari pembanding fase (11) ini dihubungkan ke masukan dari multivibrator yang menunggu (12), yang dipicu oleh sinyal yang sesuai dengan nol logis (logis "0"). Ketika sinyal input sama dengan log. "0", 13 dioda pertama dan 14 kedua ditutup dan multivibrator menunggu (12) tidak mempengaruhi operasi loop PLL. Jika mode sinkronisasi fase dilanggar, sinyal yang sesuai dengan log muncul pada output komparator fase 11. "0". Ini dapat terjadi ketika penyintesis frekuensi gelombang mikro dihidupkan atau ketika frekuensi f dari sinyal referensi disetel. Sinyal yang sesuai dengan log. "0" dari output komparator fase 11 memulai multivibrator menunggu (12) dan pada output langsung dan terbalik selama durasi pulsa m level tegangan muncul, sama dengan log "1" dan log. "0" (yaitu, terbalik dengan keadaan sebelumnya), sehingga dioda 13 dan kedua 14 pertama terbuka dan tegangan diferensial disuplai ke input pertama dan kedua dari penguat operasional 9, yang menyebabkan munculnya awal (minimum ) tegangan kontrol pada output penguat operasional 9, yang diterapkan masing-masing ke input kontrol frekuensi gelombang mikro VCO 1, ini menetapkan nilai frekuensi gelombang mikro VCO f VCO = f VCO min. Setelah akhir pulsa multivibrator menunggu 12, ada jeda sama dengan TM -τ m, di mana TM adalah periode pengulangan pulsa dari multivibrator menunggu 12. Selama jeda ini, loop PLL menyesuaikan frekuensi f VCO dari gelombang mikro sinyal VCO dari nilai minimum f VCO min ke frekuensi , di mana sinkronisasi frekuensi-fase terjadi (titik kunci frekuensi pada Gambar. 3). Saat menyetel frekuensi f VCO sinyal VCO gelombang mikro ke nilai di mana f VCO = f MF (di mana f MF = f dalam microwave -f IF) dan jika kondisi f VCO f dalam microwave (sesuai dengan pentahapan PFD 6) terpenuhi, maka mode sinkronisasi fasa frekuensi, di mana f OP / m = f IF / n. Pada keluaran komparator fase (11) ada sinyal yang sesuai dengan level log. "1", yang menerjemahkan multivibrator 12 menjadi keadaan siaga. Jika, karena alasan tertentu, proses sinkronisasi tidak terjadi, maka siklus yang dijelaskan untuk membangun sinkronisasi dalam loop PLL diulang. Kondisi yang diperlukan untuk mengunci frekuensi, dalam hal ini, adalah bahwa periode pengulangan pulsa dari multivibrator menunggu (12) harus sesuai dengan kondisi: T M -τm> dari loop PLL, di mana

T M - periode pengulangan pulsa dari multivibrator yang menunggu,

m - durasi pulsa multivibrator yang menunggu,

dari loop PLL - waktu untuk membuat sinkronisasi dalam loop PLL.

Pertimbangkan mode operasi kedua dari penyintesis frekuensi gelombang mikro yang ditunjukkan pada Gambar. 4.

Misalkan pada momen awal dalam penyintesis frekuensi gelombang mikro kondisi sinkronisasi frekuensi-fase terpenuhi, sedangkan f pada gelombang mikro = f pada gelombang mikro1. Dalam hal ini, frekuensi sinyal keluaran dari penyintesis frekuensi gelombang mikro f MF = f MF · 1 = f dalam MW1 -f IF. Kemudian frekuensi f dalam sinyal gelombang mikro masukan gelombang mikro dengan cepat disetel pada pita f dalam sinyal gelombang mikro masukan gelombang mikro (seperti yang ditunjukkan pada Gambar 4) dari nilai f dalam gelombang mikro1 ke nilai f dalam gelombang mikro2 (dalam hal ini, pita penyetelan frekuensi dari sinyal gelombang mikro masukan f dalam gelombang mikro lebih dari 2 f IF, di mana f IF = f dalam gelombang mikro -f VCO Bersamaan dengan restrukturisasi frekuensi f dalam gelombang mikro, frekuensi f VCO dari microwave VCO disetel ulang dari nilai f MF1 ke nilai f MF2. Namun, karena inersia loop PLL, sinyal gelombang mikro (input gelombang mikro AC t) selalu kurang dari waktu untuk membuat sinkronisasi di PLL loop (τ loop PLL), yaitu, t masukan gelombang mikro AC dari loop PLL.

Sebagai akibat dari inersia loop PLL saat menyetel frekuensi gelombang mikro VCO, kondisi juga muncul untuk pelanggaran sinkronisasi. Misalnya, seperti yang ditunjukkan pada Gambar. 4, saat menyetel frekuensi f VCO dari nilai awal f MF1 (di bagian atas rentang penyetelan frekuensi VCO gelombang mikro) ke nilai f MF2 berikutnya yang lebih rendah dalam frekuensi. dalam microwave mixer, sinyal frekuensi menengah cermin dihasilkan pada titik di mana f VCO = f 1 SCH2 = sirip microwave2 + f IF. Dalam hal ini (untuk pentahapan PFD 6), kondisi f VCO f dalam microwave tidak akan terpenuhi, yaitu frekuensi tidak dikunci oleh loop PLL, yang menyebabkan pelanggaran sinkronisasi fase frekuensi dengan "menarik" frekuensi f VCO ke nilai ekstrim atas f VCO rentang penyetelan frekuensi maks dari microwave VCO. Untuk mengembalikan sinkronisasi fase frekuensi dalam loop PLL dalam penemuan ini, siklus sinkronisasi yang dijelaskan dalam mode operasi pertama dari penyintesis frekuensi gelombang mikro harus diterapkan. Sirkuit penyintesis frekuensi gelombang mikro, yang dipilih sebagai prototipe, tidak menyediakan kemungkinan untuk mengubah frekuensi sinyal gelombang mikro masukan dengan cepat, dan oleh karena itu, rangkaian seperti itu tidak memungkinkan sinkronisasi fase yang stabil ketika frekuensi sinyal gelombang mikro masukan diubah. disetel.

Modus operasi yang tidak stabil dari sistem PLL yang dijelaskan di atas dalam penyintesis frekuensi gelombang mikro yang dikenal, dipilih sebagai prototipe penemuan, telah diuji dan dikonfirmasi secara eksperimental.

Berdasarkan penemuan yang diusulkan, sampel penyintesis frekuensi gelombang mikro telah dikembangkan dan diuji secara eksperimental, yang telah mengkonfirmasi operasi yang stabil dengan waktu pemulihan yang cepat dari sinkronisasi fase frekuensi dalam berbagai mode operasi penyintesis frekuensi gelombang mikro - kurang dari 100 s.

Sumber informasi

1. Manasevich V. Synthesizer frekuensi. Teori dan desain. - M.: Komunikasi, 1979

2. Ryzhkov A.V., Popov V.N. Synthesizer frekuensi dalam teknik komunikasi radio. - M.: Radio dan komunikasi, 1991, hlm. 110-113.

Synthesizer frekuensi gelombang mikro berisi generator gelombang mikro yang dikendalikan tegangan (VCO), output yang terhubung ke input directional coupler, output pertama yang merupakan output dari synthesizer frekuensi gelombang mikro, dan output kedua dari directional coupler adalah terhubung ke input pertama dari microwave mixer, input kedua dari microwave mixer terhubung ke sumber output dari input sinyal microwave, output dari microwave mixer terhubung ke input pembagi frekuensi pertama dengan rasio pembagian variabel , output yang terhubung ke input pertama dari detektor fase frekuensi, input kedua dari detektor fase frekuensi terhubung ke output dari pembagi frekuensi kedua dengan faktor pembagian variabel, input yang terhubung dengan output dari sumber sinyal referensi, dan filter low-pass dihubungkan antara detektor fase frekuensi dan VCO gelombang mikro, dicirikan bahwa penyintesis frekuensi gelombang mikro juga mengandung komparator fase, multivibrator menunggu, dua dioda, dan penguat operasional , sedangkan output pertama dan kedua dari detektor fase frekuensi terhubung s masing-masing dengan input pertama dan kedua dari penguat operasional, yang outputnya terhubung ke input dari microwave VCO, dan filter low-pass dihubungkan antara input pertama dari penguat operasional dan outputnya, input pertama dari komparator fase terhubung ke output pembagi frekuensi pertama dengan rasio pembagian variabel dan input pertama dari detektor frekuensi -fase, input kedua dari komparator fase terhubung ke output dari pembagi frekuensi kedua dengan variabel rasio pembagian dan ke input kedua dari detektor fase frekuensi, output dari komparator fase terhubung ke input dari multivibrator menunggu, output pertama dari multivibrator menunggu terhubung melalui dioda pertama ke output pertama dari frekuensi detektor fase dan dengan input pertama dari penguat operasional, output kedua dari multivibrator yang menunggu dihubungkan melalui dioda kedua ke output kedua dari detektor fase frekuensi dan ke input kedua dari penguat operasional, dan yang pertama dan kedua dioda terhubung berlawanan satu sama lain, sedangkan microwave VCO, directional coupler, microwave mixer, pembagi frekuensi pertama, detektor fase frekuensi, penguat operasional, dan filter low-pass membentuk loop terkunci fase (PLL) dengan kondisi: TM -τ m> PLL, di mana TM adalah periode osilasi multivibrator yang menunggu, m adalah pulsa durasi multivibrator yang menunggu, PLL adalah waktu untuk membuat sinkronisasi dalam loop fase-terkunci.

Paten serupa:

Penemuan tersebut berkaitan dengan teknologi komunikasi. Hasil teknis terdiri dari peningkatan komprehensif parameter utama sistem sinkronisasi, yaitu: dalam meningkatkan kekebalan kebisingan, dalam meningkatkan sifat penyaringan sistem, dalam memperluas pita tangkap dan mempertahankan mode operasi sinkron, dalam mengurangi waktu untuk memasuki mode operasi sinkron, dalam memastikan nol kesalahan fase statis dan dalam memastikan operasi perangkat yang benar dengan adanya perubahan dan fluktuasi amplitudo sinyal input atau perubahan koefisien transmisi detektor fase.

Invensi ini berhubungan dengan pemilihan frekuensi dan penyaringan sinyal radio. Hasil teknis terdiri dari memastikan adaptasi perangkat untuk memilih sinyal radio ke lingkungan interferensi, serta kemampuan untuk mengontrol konsumsi energinya.

Synthesizer frekuensi dengan jalur pengurangan frekuensi yang dialihkan milik teknik radio dan dapat digunakan untuk membentuk kisi frekuensi stabil dengan langkah seragam dalam perangkat penerima dengan kekebalan kebisingan yang meningkat, serta pada perangkat transceiver dengan penyetelan frekuensi operasi yang cepat.

Metode yang diusulkan berkaitan dengan teknologi komunikasi dan mode operasi unit sinkronisasi (BS) yang berisi generator terkontrol (UG), lebih tepatnya, metode pembangkitan sinyal keluaran UG BS yang sangat stabil dalam mode tahan.

Invensi ini berkaitan dengan rekayasa elektronik, yaitu penyintesis kisi frekuensi (SSF) berdasarkan loop fase-terkunci pulsa (PLL) dengan kompensasi untuk interferensi fraksional, dan dapat digunakan saat menggunakan sirkuit berdasarkan modulasi amplitudo atau lebar pulsa dari arus kompensasi.

Invensi ini berhubungan dengan bidang teknik radio dan otomatisasi, dengan sistem untuk penyetelan frekuensi otomatis dari radiasi laser gas kontinu dengan karakteristik stabilisasi yang ditingkatkan dan dapat digunakan dalam teknologi luar angkasa, khususnya, untuk mengukur "pergeseran ungu" frekuensi radiasi laser di medan gravitasi bumi.

Penemuan ini berkaitan dengan komputer elektronik dan teknik radio. Hasil teknis terdiri dari peningkatan kecepatan dan kemungkinan menghasilkan sinyal termodulasi frekuensi multifrekuensi. Synthesizer komputasi digital dari sinyal termodulasi frekuensi berisi: generator referensi, unit pembentuk dan penundaan, tiga register memori, empat perangkat penyimpanan digital, pembagi dengan rasio pembagian variabel, dua kode konverter fungsional x - sin x, dua sin terbalik filter x / x, sakelar, dua konverter digital-ke-analog. Input digital dari sinyal FM DSC adalah input dari register memori pertama, kedua dan ketiga, dan output analognya adalah output dari DAC pertama dan kedua. 2 sakit.

Penemuan ini berkaitan dengan bidang teknik radio. Hasil teknis adalah perluasan bandwidth penangkapan dengan mengubah bentuk simetris dari karakteristik pembeda dari pembeda fase logis bertanda menjadi asimetris, dan ketika zona tanda positif atau negatif dari karakteristik diskriminatif meningkat, satu- bandwidth penangkapan sisi untuk detunings frekuensi awal dari tanda yang sesuai meningkat. Metode peningkatan bandwidth penangkapan sistem loop fase-terkunci dengan diskriminator tersebut dicirikan oleh fakta bahwa tanda perbedaan antara osilasi input dan output yang dihasilkan oleh generator yang dikendalikan ditentukan, tegangan kontrol yang dihasilkan memiliki tanda yang sesuai dengan tanda beda fasa, yang digabungkan menjadi satu sinyal yang mengontrol frekuensi generator yang dikendalikan. 2 n.p. f-ly, 7 sakit.

Loop fase-terkunci memungkinkan sinkronisasi dari sinyal sumber fase tunggal yang bising. Hasil teknis terdiri dari peningkatan kecepatan praktis sinkronisasi ke satu atau dua periode sinyal frekuensi yang disinkronkan, menyaring interferensi pada sinyal yang dihasilkan dari fase dan frekuensi yang disinkronkan. Sistem ini mencakup blok penyaringan fase orde pertama, filter penghentian pita orde kedua, penyaringan frekuensi rendah orde pertama, blok integrasi, blok perkalian, blok untuk menghitung koefisien filter digital, empat -kuadran busur. Penggunaan metode diskrit untuk implementasi fisik metode dengan melibatkan sarana mikroprosesor memungkinkan perbandingan dan perhitungan fungsi nonlinier dengan akurasi dan sumber daya komputasi yang dapat diterima. Filter diimplementasikan dengan koefisien variabel, memiliki orde pertama dan kedua. Karena sensitivitas filter fase yang relatif rendah terhadap perubahan frekuensi, dimungkinkan untuk mengisolasi fase referensi dengan cepat dari sinyal asli. Penggunaan integrator diskrit dengan umpan balik pada koefisien integrasi memungkinkan keluaran cepat dari sinyal frekuensi yang disinkronkan ke keadaan tunak. Penggunaan filter diskrit dengan koefisien variabel dan dengan mempertimbangkan transisi fase melalui nilai batas memungkinkan Anda untuk secara efektif menyaring fase yang disinkronkan tanpa menggesernya relatif terhadap fase harmonik dasar dari sinyal asli. Metode ini memungkinkan untuk membangun sistem kontrol dasarnya untuk komponen harmonik dalam sistem tunggal dan multifase dan komponen simetris dalam sistem multifase. Aplikasi utama dari metode ini dalam kontrol peralatan konversi, juga memungkinkan untuk menggunakannya untuk sinkronisasi cepat dalam komunikasi dan aplikasi lain dengan persyaratan kecepatan tinggi untuk menyetel frekuensi dasar dan mengalokasikan fase referensi. 1 sakit.

Invensi ini berkaitan dengan bidang teknik radio dan dapat digunakan dalam mengatur sistem komunikasi dengan peningkatan jumlah saluran, serta dalam peralatan pengukuran, di mana penyetelan frekuensi dengan langkah kecil diperlukan. Invensi ini didasarkan pada tugas untuk memperoleh osilasi gelombang mikro dengan langkah kisi frekuensi kecil, kebisingan fase rendah dan waktu penyetelan frekuensi pendek. Untuk ini, frekuensi generator referensi, yang menetapkan frekuensi perbandingan dalam detektor fase dari synthesizer tidak langsung, dipilih dalam pita gelombang ultrashort. Dalam hal ini, frekuensi generator referensi yang sangat stabil sebelumnya digeser oleh sejumlah kecil, yang menetapkan langkah kecil dari kisi frekuensi. Untuk ini, sinyal generator referensi diumpankan ke input RF dari modulator kuadratur, dimodulasi oleh sinyal kuadratur frekuensi rendah dengan frekuensi dan amplitudo yang sama, tetapi dengan pergeseran fasa 90 °. Kemudian frekuensi perbandingan berbeda dari frekuensi osilator referensi dengan nilai frekuensi sinyal frekuensi rendah ini. Sinyal yang diubah frekuensi dari output modulator kuadratur diumpankan ke input pertama detektor fase frekuensi. Frekuensi generator gelombang mikro yang dikendalikan tegangan dibagi dengan pembagi rasio variabel dan diumpankan ke input kedua dari detektor frekuensi fase. Menggunakan filter low-pass, produk perbandingan AC ditekan, dan sinyal DC diterapkan ke input generator gelombang mikro yang dikontrol tegangan. Metode ini memungkinkan untuk membentuk osilasi gelombang mikro dengan langkah beberapa kilohertz, tanpa meningkatkan waktu penyetelan synthesizer, tanpa meningkatkan tingkat kebisingan fase dan menjaga stabilitas frekuensi synthesizer, ditentukan oleh stabilitas frekuensi. dari osilator referensi, yang, misalnya, mencapai 10-7-10-8.

Invensi ini berhubungan dengan elektronik, khususnya penyintesis frekuensi berdasarkan loop fase-terkunci (PLL). Hasil teknis terdiri dari pengurangan tingkat kebisingan fase dan komponen diskrit samping dalam spektrum sinyal keluaran, yang pada gilirannya meningkatkan kualitas sinyal keluaran, sambil mempertahankan resolusi frekuensi tinggi dan pita penyetelan lebar. Synthesizer frekuensi berisi pengali frekuensi sinyal input yang terhubung secara serial, pembagi dengan rasio pembagian tetap, sirkuit mikro sintesis digital langsung pertama, detektor frekuensi fase, filter low-pass pertama, generator yang dikontrol tegangan, loop umpan balik negatif termasuk mixer yang dihubungkan secara seri, salah satu input yang terhubung ke output dari generator yang dikendalikan tegangan, dan input kedua terhubung ke output dari pengali frekuensi sinyal input, filter low-pass kedua dan filter langsung kedua. sirkuit mikro sintesis digital, output yang terhubung ke input detektor frekuensi fase, dan perangkat kontrol, output yang terhubung ke input chip pertama dan kedua adalah sintesis digital langsung. Invensi ini memberikan penurunan tingkat kebisingan fase dan komponen diskrit dalam spektrum sinyal keluaran, yang, pada gilirannya, meningkatkan kualitas sinyal keluaran, sambil mempertahankan resolusi frekuensi tinggi dan pita penyetelan lebar. 1 sakit.

Penemuan ini berhubungan dengan teknik radio. Hasil teknis dari penemuan ini adalah untuk meningkatkan kecepatan dan kemampuan untuk bekerja dengan sinyal referensi dari setiap siklus kerja, yang periodenya merupakan kelipatan dari periode clock, serta kemampuan untuk menyesuaikan frekuensi clock di sepanjang tepinya. dari data yang diterima. Metode penyesuaian frekuensi, di mana, selama durasi aksi pulsa pada output detektor fase (PD), sinyal polaritas positif dan negatif dihasilkan, masing-masing, yang kemudian dijumlahkan, disaring dan sinyal yang diterima dikendalikan oleh frekuensi generator, bagian depan pulsa pada keluaran pertama di sepanjang bagian depan sinyal referensi, dan pemotongannya - oleh setiap perpindahan tindakan. Jika bagian depan sinyal referensi muncul lebih lambat dari bagian depan siklus clock, maka sinyal juga dihasilkan pada output kedua PD dengan durasi jeda jam. PD berisi tiga elemen 2-AND, tiga D-flip-flop dan rangkaian logika untuk menghubungkan 3 sinyal. 2 n. dan 7 hal. terbang, 11 sakit.

Penemuan ini berkaitan dengan radar dan sonar. Hasil teknisnya adalah memberikan penekanan lobus samping untuk kode P3 dengan panjang ganjil. Untuk tujuan ini, perangkat untuk menekan lobus samping selama kompresi pulsa kode P3 polifase berisi filter Woo yang dimodifikasi untuk kode P3 dengan panjang ganjil N yang terhubung pada input dan generator sinyal koreksi digital dari konverter kode yang terhubung seri menjadi kompleks kode konjugasi dan filter digital dengan respons impuls terbatas dari filter FIR orde N + 1 dengan koefisien (N + 2) -1.1, 0, ... 0, -1.1, output dari penambah terhubung ke input pertama , garis tunda selama satu elemen kode dan subtraktor dua input, di mana output filter Woo terhubung ke input garis tunda dan ke input pertama subtraktor, output terhubung ke input kedua dari penambah, dan input kedua dari pengurang terhubung ke output dari garis tunda, koefisien pertama dari respons impuls dari filter yang dimodifikasi Woo sama dengan 1 - exp (iπ / N), di mana, dan (N + 2) -dimensi vektor koefisien filter pembentuk sinyal koreksi digital, masing-masing, sama dengan -1.1, 0.0, ... 0, -1.1. 2 sakit.

Perangkat yang diusulkan berhubungan dengan sistem radar dan sonar dengan kompresi pulsa kode multifase. Hasil teknis terdiri dari peningkatan kualitas kompresi sinyal, penekanan lobus samping yang timbul selama proses kompresi, yang memastikan peningkatan jumlah kode polifase panjang N, untuk semua nilai pergeseran waktu (sampel), tidak termasuk dua ± N, di mana tingkat relatif lobus samping berada dalam kisaran dari -20 lgN -6 hingga -20 lgN -8 dB karena penggunaan kode terpotong simetris yang dibentuk oleh penghapusan berturut-turut dari jumlah simbol pertama dan terakhir yang sama dari kode yang lebih panjang. Dalam hal ini, lebar lobus utama pada level -6 dB sama dengan 2τ, pada level PSL terletak pada kisaran 3 4τ, dan kehilangan signal-to-noise pada output dari perangkat adalah -1,7 dB. Perangkat untuk menekan lobus samping selama kompresi pulsa kode polifase terpotong simetris dengan panjang N berisi filter digital pertama dengan FIR urutan N-1 yang terhubung pada input dan generator sinyal koreksi digital, yang terdiri dari kode yang terhubung seri konverter menjadi kode konjugat kompleks dan filter digital kedua dengan respons impuls hingga urutan N + 1, output yang terhubung ke input pertama penambah, dan output filter digital pertama terhubung ke garis tunda selama satu elemen kode dan ke input pertama dari subtraktor, input kedua yang terhubung ke output dari garis tunda, dan output terhubung ke input kedua dari penambah. 3 n.p. cl, 4 dwg

Kelompok penemuan berhubungan dengan perangkat penyimpanan dan dapat digunakan untuk mengontrol sinkronisasi penulisan ke perangkat penyimpanan dalam arsitektur yang tidak konsisten. Hasil teknisnya adalah untuk mengkompensasi perubahan penundaan jaringan distribusi jam nyata. Perangkat berisi sirkuit penerima dan sirkuit generator cincin. Sirkuit penerima mencakup jalur data dan jaringan distribusi jam dalam konfigurasi yang tidak konsisten. Rangkaian osilator cincin mencakup replika jaringan distribusi jam yang dicocokkan dengan jaringan distribusi jam nyata. 3 n. dan 17 c.p. f-ly, 10 sakit.

Generator skala waktu mengacu pada perangkat untuk menyinkronkan sinyal dalam frekuensi, pergeseran fasa, dan skala waktu. Hasil teknisnya adalah meningkatkan akurasi sinkronisasi skala waktu. Generator skala waktu berisi: unit penerima skala waktu, generator urutan kuantum internal, pembagi, unit transmisi skala waktu, pembentuk interval penjaga, pemilih waktu, unit saluran tunda switching, unit komparator, dan tegangan ramp generator. 5 dwg, 1 sdm

Invensi ini berhubungan dengan teknik radio dan dapat digunakan dalam perangkat pemancar dan penerima dari rentang frekuensi gelombang mikro. Hasil teknisnya adalah meningkatkan operasi yang stabil saat menyetel frekuensi sinyal gelombang mikro input. Synthesizer frekuensi gelombang mikro berisi generator gelombang mikro yang dikendalikan tegangan, coupler arah, mixer gelombang mikro, sumber sinyal gelombang mikro input, pembagi frekuensi pertama dengan rasio pembagian variabel, detektor fase frekuensi, pembagi frekuensi kedua dengan faktor pembagian variabel, sumber sinyal referensi, filter low-pass, komparator fase, multivibrator menunggu, dua dioda, dan penguat operasional. 4 sakit.

Saat mengembangkan dan menyiapkan perangkat gelombang mikro, amatir radio sering mengalami kesulitan terkait dengan kurangnya peralatan pengukur untuk rentang frekuensi yang diperlukan. Synthesizer frekuensi yang diusulkan dapat dibuat di lingkungan amatir. Ini beroperasi dalam rentang 1900 ... 2275 MHz. Nilai frekuensi dipilih dari beberapa kemungkinan menggunakan sakelar.

Pada frekuensi yang relatif rendah (hingga 100 ... 150 MHz), masalah menstabilkan frekuensi generator diselesaikan dengan menggunakan resonator kuarsa, pada frekuensi yang lebih tinggi (400 MHz) - menggunakan resonator pada gelombang akustik permukaan (resonator SAW), pada frekuensi gelombang mikro resonator dielektrik digunakan dari keramik berkualitas tinggi dan resonator berkualitas tinggi lainnya. Stabilisasi menggunakan komponen pasif memiliki keunggulan tersendiri - kesederhanaan dan biaya implementasi yang relatif rendah. Kerugian utamanya adalah ketidakmungkinan perubahan signifikan dalam frekuensi sinyal yang dihasilkan tanpa mengubah elemen pengaturan frekuensi.

Synthesizer frekuensi terintegrasi yang banyak digunakan memungkinkan untuk menerapkan penyetelan elektronik cepat dari generator (termasuk microwave), sambil mempertahankan stabilitas frekuensi tinggi. Synthesizer adalah jenis langsung dan tidak langsung.

Keuntungan dari sintesis langsung dianggap kecepatan tinggi perubahan frekuensi dan tuning dengan langkah kecil. Namun, karena adanya sinyal yang disintesis dari sejumlah besar komponen spektral yang dihasilkan dari banyak transformasi nonlinier, perangkat sintesis langsung jarang digunakan dalam peralatan gelombang mikro.

Untuk sintesis gelombang mikro, synthesizer tipe tidak langsung dengan loop fase-terkunci (PLL) sering digunakan. Prinsip operasi PLL, serta metode untuk menghitung filter umpan balik, telah dipertimbangkan secara luas dan berulang kali dalam literatur, misalnya, di. Ada beberapa program freeware yang memungkinkan Anda menghitung parameter optimal untuk filter umpan balik, mereka dapat ditemukan di Internet di atau .

Synthesizer terintegrasi dengan PLL terdiri dari dua jenis: dapat diprogram (nilai frekuensi diatur oleh perintah eksternal) dan tidak dapat diprogram (faktor perkalian dan pembagian tetap dari frekuensi referensi tidak dapat diubah).

Kerugian dari synthesizer terintegrasi yang tidak dapat diprogram, misalnya, MC12179, termasuk kebutuhan untuk menggunakan resonator kuarsa dengan frekuensi yang ditentukan secara tepat, yang tidak selalu memungkinkan. Synthesizer yang dapat diprogram seperti UMA1020M tidak memiliki kelemahan ini. Dengan adanya mikrokontroler kontrol, secara teknis tidak sulit untuk menyetel synthesizer seperti itu ke frekuensi tertentu. Osilator gelombang mikro dengan penyetelan frekuensi elektronik yang diperlukan untuk operasi bersama dengan sirkuit mikro synthesizer tersedia untuk konsumen dalam bentuk modul lengkap fungsional yang dibuat menggunakan teknologi hybrid.

Diagram synthesizer frekuensi laboratorium yang dirancang untuk memeriksa dan menyesuaikan penyetelan peralatan dalam rentang 2 GHz ditunjukkan pada Gambar. 1. Dasarnya adalah sirkuit mikro UMA-1020M (DA3), dokumentasi teknis yang dapat ditemukan di situs web produsennya di .

Synthesizer juga memiliki voltage-controlled oscillator (VCO) DA1, osilator kristal DA2 10 MHz dan mikrokontroler DD1. Sinyal gelombang mikro dari output VCO diumpankan ke output synthesizer (konektor XW1) dan ke input pembagi frekuensi utama yang dapat diprogram dari sirkuit mikro DA3. Sinyal frekuensi teladan dari output generator DA2 diumpankan ke pembagi frekuensi tambahan yang dapat diprogram, juga termasuk dalam sirkuit mikro DA3.

Rasio pembagian frekuensi oleh pembagi utama dan tambahan diatur oleh mikrokontroler DD1 (Z86E0208PSC) dengan mengirimkan perintah yang sesuai melalui bus data tiga kabel (pin 11-13 DA3). Kode sumber program kontrol ditunjukkan pada tabel. 1. Memori internal mikrokontroler cukup untuk menyimpan data pada tujuh frekuensi yang berbeda. Salah satu nilai frekuensi atau mode di mana tidak ada sinyal pada output dipilih dengan jumper S1-S3 sesuai tabel. 2. Mode yang disetel berlaku pada saat perangkat dihidupkan, setelah itu tidak ada manipulasi dengan sakelar yang memengaruhi operasinya hingga dihidupkan kembali. LED HL1 akan padam 1 detik setelah daya dihidupkan. Anda dapat membaca tentang pemrograman mikrokontroler Zilog di.

Synthesizer dirakit pada papan sirkuit tercetak, penampilan yang ditunjukkan pada Gambar. 2. Resistor dan kapasitor yang diterapkan untuk pemasangan di permukaan.

literatur

  1. Starikov O. PLL metode dan prinsip sintesis sinyal frekuensi tinggi. - Berita Chip, 2001, no. 6.
  2. Buku Pegangan Perancang VCO 2001. VCO / HB-01. - Sirkuit Mini.
  3. Glvdshtein M. A. Mikrokontroler dari keluarga Z86 dari Zilog. Panduan pemrogram. - M.: DODEKA, 1999, 96 hal.

Selain penyintesis gelombang mikro, sirkuit mikro UMA1020M berisi satu lagi, yang beroperasi pada rentang frekuensi 20..300 MHz, 6n tidak digunakan dalam desain yang dijelaskan.

Direkomendasikan untuk dibaca